三相大功率焊接逆变电源APFC

三相大功率焊接逆变电源APFC

贾贵玺武香群

（天津大学电气与自动化工程学院天津 300072）

摘要为了解决焊接逆变电源中出现的电流严重畸变问题，提出了一种新颖的控制技术，即对三相大功率焊接逆变电源采用功率因数校正技术。提出了有源功率因数校正（APFC）的新方案，并采用单周期控制技术进行了分析和研究，为了提高整个电路的效率和开关损耗，在APFC主电路中运用了软开关技术，最后通过仿真和实验验证了所提方案的的可行性。

关键词：功率因数校正焊接逆变电源单周期控制软开关

中图分类号：TN86

APFC of Three-Phase High Power Arc Welding Inverter

Jia Guixi Wu Xiangqun

（Tianjin University Tianjin 300072 China）

Abstract Three-phase active power factor correction(APFC) is introduced to solve the current distortion problem of arc welding inverter in the paper, and a new nonlinear control method such as one-cycle concrol for three-phase rectifier is analysed. Soft switch technique is used in APFC circuit to increase the efficiency of circuit and reduce switching loss. Simulation and experiment results prove that the new method is feasible to deal with the above mentioned problems.

Keywords：Power factor correction, arc welding inverter, one-cycle control, soft switch

1引言

目前应用的焊接逆变电源大多采用交流输入经二极管整流桥整流后加电容滤波，从而导致交流侧输入电流产生尖角脉冲，使输入电流产生了严重的畸变。这种尖角波的输入电流含有丰富的谐波，一方面会对供电系统产生电网污染；另一方面降低了焊接逆变电源的功率因数（一般为0.65左右）[1]，增加了用电容量。

国外已经针对用电设备的谐波制定了相关的标准，如IEC61000−3−2。我国也制定了相应的标准，如 GBl7625.1—1998。随着焊接逆变电源的广泛使用，焊接逆变电源的谐波抑制必将成为今后技术发展与科研开发的热点，因此开展焊接逆变电源功率因数校正的研究是很有意义的。

目前，单相的Boost PFC电路已经比较成熟[6]，出现了专门的功率因数校正控制芯片UC3854、UC3855等，可是将其应用到三相谐波抑制电路中还有很多困难。近几年采用三相PWM整流技术来抑制输入电流谐波的研究是一个热点[8]，但这种电路结构复杂，应用到实际产品当中也还有很多的难题需要解决。

对此，本文提出一种新型的软开关三相APFC 控制器，通过单周期控制技术[7]来控制相电流实现正弦波，通过理论分析、仿真以及实验表明，这种电路很容易实现三相单位功率因数和低的电流畸变，可以有效抑制三相大功率焊接逆变电源的网侧电流谐波。

2APFC主电路结构与工作原理

基于三相APFC的焊接逆变电源的系统框图[2]如图l所示。图中前级为三相APFC及其控制电路，后级为焊接逆变器及其控制电路。后级与常用的焊接逆变器基本相同，本文在此不再赘述。

三相APFC控制电路采用双向可控制开关，将Boost电路放在三相整流桥的输入端，应用单周期

收稿日期 2005-11-16 改稿日期 2006-06-27

第21卷第12期

贾贵玺等 三相大功率焊接逆变电源APFC 105

控制技术，成功的实现了三相大功率焊接逆变电源的功率因数校正。图2是三相三开关APFC 的电路原理图及其在一个周期内的三相电压波形图。

图1 焊接逆变电源APFC 系统框图 Fig.1 APFC system block of arc welding inverter

图2 三相三开关APFC 电路原理图 Fig.2 Three-phase three-switch APFC circuit

依据六阶段PWM 控制技术[3]

的工作原理，三相整流器可通过在线性周期每60°内控制两个开关的通断来实现单位功率因数。在实际应用中，无需控制电压绝对值最大的一相，而只需控制另外两相，由此减少了开关动作次数，从而减小了开关损耗[4]

。

在[0°，60°]区间内，电感电流i L b ＜0，开关S b 在整个区间内一直保持导通，控制开关S a ，S c 使输入电感平均电流分别跟踪电网相电压V a ，V c ，假定三相系统是对称的，则电流i L b 能自动跟踪相电压V b ，因此可以实现单位功率因数，此时可将图2简化为图3所示的等效电路。在该等效电路中，开关T p ，T n （T p ，T n 为不同区间所对应的开关）共有4种可变化的开关状态，即：①T p ，T n 均开通；②T p 开通，T n 断开；③T p 断开，T n 开通；④T p ，T n 均断开。以状态②为例，分析此状态内电感L p ，L n 和L 1的电压值，可得

p n p p n p n n p n t t 2d 3d 2()d 3d d 3d L L L L L L V V E

i L V t V E V i

L V t V V E i

L V t −+⎧==⎪

⎪

−−⎪==⎨

⎪

+−⎪==⎪

⎪⎩

（1） 式中 E ——升压变换器的输出电压

图3 [0°，60°]区间的简化等效电路 Fig.3 Equivalent circuit for interval [0°，60°]

对固定开关频率的三相PFC ，如果采用下降沿

调制，则在每个开关周期只有两种可能的开关次序，即①，②，④（d p ＞d n ；d p ，d n 为T p ，T n 的占空比），或①，③，④（d p ＜d n ）

。考虑第一种情况，设开关频率远高于电网频率，且令式（2）成立。

*p p *n n *t 2/31/31/32/31/31/3V V V V V ⎡⎤

−⎡⎤⎢⎥⎡⎤

⎢⎥⎢⎥=−⎢⎥⎢

⎥⎢⎥⎣⎦⎢⎥⎢⎥⎣

⎦⎣⎦

（2） 对于一个对称的三相系统而言，***p n t 0V V V +−= 成立[5]，稳定状态下电路的输入电压、输出电压和占空比三者之间的关系如下式所示

*

p p *n n 1/21121/d V E d V E ⎡⎤

−⎡⎤⎡⎤⎢⎥=⎢⎥⎢⎥−⎢⎥⎣⎦⎣

⎦⎣⎦ （3） 电路工作在连续导电模式时，式（3）并不依赖于控制电路，即与所采取的控制方案无关。为了实现三相PFC 的单位功率因数，控制的目标就是在一个开关周期内使每相的电感电流i L a ，i L b ，i L c 分别跟踪相电压V a ，V b ，V c ，对于一个对称的三相系统，通过控制两相电流分别跟踪各自相电压，即可实现单位功率因数，R e 为反映负载电流的等效电阻，这 样通过控制电感电流i L p 和i L n 分别跟踪电压*p V 和

*n V 就能实现控制目的，因此三相PFC 控制的目标

可表示为

*p e p *

n e n L L V R i V R i ⎧=〈〉⎪

⎨=〈〉

⎪⎩ （4） 如果令电压环误差补偿器的输出V m =ER s /R e ，则式（3）可表示为

p p m s n n 121121L L d i V R d i −〈〉⎡⎤⎡⎤

⎡⎤=⎢⎥⎢⎥⎢⎥−〈〉⎣⎦⎣⎦

⎣⎦ （5） 式中 R s ——等效电流检测内阻

式（5）表示控制开关S a ，S b 的占空比，若使

i L p，i L n的线性组合满足此式即可实现三相PFC。由于在每60°区间内，需要改变输入电流检测的对象和控制不同的开关，因此还需要多路转换开关和输出逻辑控制电路。图4为实现三相APFC函数的控制模块。

图4 控制核心电路框图

Fig.4 Main control circuit block

3软开关三相APFC电路结构

图5给出了用于抑制三相大功率焊接逆变电源网侧电流谐波的APFC电路。为了提高整个电路的效率和减少开关损耗，APFC主电路中运用了ZVS 软开关技术，其中，电感L r为开关S a，S b，S c和S1提供零电流关断条件，电容C r为开关S1提供零电压导通条件，因此开关损耗大大减少，提高了系统的稳定性。其中S a，S b，S c采用如图5b所示的双向可控开关。

（a）主电路

（b）双向开关

图5 运用ZVS软开关技术的APFC电路原理图Fig.5 APFC circuit using ZVS soft switch technology 4仿真分析

利用Pspice软件，采用单周期控制方式对图5所示的三相有源功率因数校正电路进行了计算机仿真。10kW级的三相功率因数校正电路的参数如下: 输入电压V in=380V，输出电压V o=700V，输入电感L a=L b=L c=1.5mH，开关频率f=40kHz，滤波电容C1=C2=2200μF，负载电阻R=45Ω。软开关电容C r=20nF，软开关电感L r=5μH。仿真结果如图6所示。由图可见输入电流除了过零点时有微小的畸变外，非常接近标准的正弦波形。图7为三相三线制的输入电流谐波频谱，经傅里叶分析得THD=3.7%，所以该系统实现了单位功率因数与较低的电流畸变。

图6 焊接逆变电源输入电流仿真波形

Fig.6 Simulation waveforms of input current of power arc

welding inverter

图7 三相三线制输入电流谐波频谱分析

Fig.7 Harmonic spectrum analysis of three phase three

wire input current

5实验结果

在图5所示电路的基础上，制作一个输出功率为10kW的APFC实验电路。其中L a～L c=1.5mH，三相整流桥VD ap～VD cn采用快恢复二极管DESI60−10构成，C1、C2为2200μF/450V的铝电解电容。其他二极管采用DESI60−10，开关管采用西门子BUP304。单周控制电路以UC3875芯片为核心搭建而成，包括UC3875接线电路、带复位端积分器电路、开关复位电路和几个必需的加法电路等外围电路。实验电路的性能参数如下：三相输入电压

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V in =380V （50Hz ），输出电压V o =620V ±10V ，输出功率P o =10kW ，工作频率f =40kHz ，功率因数PF ＞0.99。图8是采用示波器记录的三相输入电流I a 、I b 、I c 的波形；图9是A 相的电压和电流波形。

图8 三相输入电流I a ，I b ，I c 的波形 Fig.8 Three-phase input current waveforms

图9 A 相电压和电流的波形

Fig.9 Waveforms of phase A voltage and current

表1是没有加PFC 之前和加入OCC-PFC 之后的THD 比较。

表1 A 相电流部分

Tab.1 The current component of phase A

A 相电流谐波（%）

功率因数 THD （%）

1th

5th

7th 11th 13th 17th 19th 23th 没加PFC 0.73 ～94 ～100 74.254.0 17.4 7.1 6.5 4.4 2.2加入PFC ～0.99 ～3

100 1.4

2.3 2.3 ～0 ～0～0～0

6 结论

本文提出了一种基于单周期控制技术的软开关三相APFC 控制器。通过对该电路进行理论分析、计算机仿真和实验研究，证明了该电路很容易实现总谐波畸变率小于5%的谐波抑制效果，从而有效抑制了三相大功率焊接逆变电源的网侧电流谐波。 参考文献

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作者简介

贾贵玺 男，1954年生，副教授，硕士生导师，目前主要从事电力

电子技术及其应用领域的科研工作。

武香群 女，1980年生，硕士研究生，目前主要从事电力电子在电力系统中的应用研究工作。