基于单片机的电子秤设计

摘要

本设计给出了以MSP430混合信号单片机为核心的低功耗电子秤的设计方案.整个系统包括电阻应变片电桥模块,差模信号放大模块,A/D转换模块,段式LCD显示模块.应变片电桥将所称物体的重量转换为电压量,仪表运放和高精度运放分别完成电桥电压的双端到单端转换和后级放大,A/D转换器将放大后的电压信号转换为数字量传送给MSP430单片机,经软件控制计算后送LCD显示。

关键词:电子秤 应变片 仪表运放 MSP430  低功耗.

一、系统设计

1.1任务要求

           根据下面框图设计一简易的电子计量秤通过单片机的最小系统和软件控制，并通过显示器显示出来。

基本要求：

1、称重范围：最小称量：10g  最大称量：5Kg   

感量（单位）：Kg         解析量：10g     

   2、测量相对误差：≤±1%

   3、使用750mA(3.6V)的锂电池供电，持续工作时间大于一年；且具有自动待机功能;

   4、4位数码显示不能使用集成一体化压力传感器;

   5、成本控制在100元人民币以下;

发挥部分：

1尽量延长工作时间（大于一年）；

        2、提高测量精度（≤±5%）；

        3、采用交直流两种设计, 交流优先。

1.2 方案论证与设计

方案设计

1.2.1称重传感器方案

方案一:采用分立式电阻应变片

重物使电阻应变片产生弹性形变从而改变其阻值,通过阻值的变化即可得到重量的变化.分立式应变片的优点是价格较低廉,选择范围灵活.但是现有条件下难以得到能和应变片阻抗相匹配的桥臂电阻,并且温度系数也无法匹配,而且安装十分复杂.

方案二:采用集成称重传感器

称重传感器实际上也是用分立应变片制成,但是厂商已经将其配成平衡电桥,作为使用者就免去了粘贴,安装,和电桥平衡的调整等极其复杂的过程.

对于以上两种方案,考虑到方案一在现有条件下可实现性很低,故采用第二种方案,即集成称重传感器.

1.2.2 电阻变换方案

方案一:采用恒流源

应变片的电阻变化并不能直接测量,必须转化为电压等可测量的量,此方案采用恒流源驱动应变片,由于电流恒定,因此电阻的变化将直接导致电阻上的压降的变化.缺点是恒流源的显著的温度漂移,成本高.

方案二:采用不平衡电桥

由图可知,电桥简单的将电阻的变化转化为电压的变化.并且通过匹配桥臂电阻,可以使温度漂移相互抵销.

综合考虑两种方案,第二种方案更加简洁精确,容易制作成本低廉,故采用电桥变换方案.

1.2.3 信号放大方案

方案一:由高精度低漂移运算放大器构成差动放大器

差动放大器具有高输入阻抗，增益高的特点，可以利用普通运放(如OP07)做成一个差动放大器。但此电路对电路参数的要求比较高一般难以达到要求，会产生误差,误差将会影响输出精度，做到题目要求难度较大。且实际测量时，每一级运放都会引入较大噪声,对精度有一定的影响较大。

方案二:分立差分放大方案

如图所示就是由三个运放构成的差动放大器,此种结构可以抑制共模信号,并可以将双端的差模型号转换为单端对地的信号,同时具有增益.

分立差动放大的优点是成本低廉,元件易得.缺点是在现有条件下难以控制运放的一致性,难以获得相等的高精度的电阻使电路达到平衡.电路不平衡会导致共模抑制比的下降.并且三个分立运放的大量功耗也不可忽视。

方案三:集成仪表运放

采用TI公司的集成仪表放大器INA126,集成仪表放大器都通过激光微调的方式使得电阻网络的匹配达到非常高的水平,使得差动放大器的共模抑制比在直流处轻易达到80dB 以上,同时，由于4只电阻都在运放内部被激光微调,他们的温度漂移也一致,从而在很宽的温度范围内获得一致的共模抑制性能。而且TI的集成电路工艺也保证了器件的极低功耗.

综合考虑后决定采用集成仪表运算放大器.

二、系统实现

2.1 硬件设计

2.1.1 系统框图

2.1.2电桥的工作原理分析

本系统采用的电桥实际上是由电阻应变片传感器组成的一个称重传感器，称重传感器由粘贴了电阻应变敏感无件的弹性元件和变换测量电路组成，被测力学量作用在一定形状的弹性元件上使之产生变形，这时，粘贴在其上的电阻应变敏感元件将力学量引起的形变转化为自身电阻值的变化，（电阻的变化与构件应变有确定的线性关系）再由变换测量电路将电阻的变化转化为电压变化后输出。

2.1.3信号转换部分硬件设计

电桥差模电压放大采用TI的仪表运放INA126,此运放内部框图结构如图所示,由差模放大计算可知,该电路增益为,因此通过选择即可获得各种增益.

但本系统采用单电源供电,当输入差模信号非常小时,输出接近负电源轨(GND),此时会出现端边效应,即输出不为.因此必须加上一个偏置电压使得输出在两个电源轨的中点上下.由于INA126提供了一个偏置引脚,本系统将一个基准电压加在此引脚.设基准电压为,计算可知.由此可知,输出电压总有一个的基准加在其上,如果后级的A/D转换器也采用此基准源,则会导致输入电压大于基准电压,造成不能正确转换.

所以还需要一级信号调理对此信号的范围进行变换,由于考虑到系统是单电源供电,所以选择了TI的精密运放OPA335作为这一级的放大.

计算可得(VD为电桥输出差模电压)

由此公式可知,输出随着差模电压的增大,而在的基础上以两级增益的斜率下降,满足后级A/D输入的要求.

下面对此电路的特点进行分析.

2.1.4基准电压部分设计

   因为MSP430内部含有2.5V基准电压,并且可以通过引脚接到外部电路,因此没有采用分立基准电压源,而是直接使用此基准电压.当桥臂电阻较小时,基准电压会在桥臂上产生很大的功率耗散,而MSP430单片机的内部基准源是可是随时关断的,这样就做到了功耗的灵活控制.为了不破坏电路平衡,电桥和INA126需要输出阻抗非常低的基准源,因此采用OPA335作为电压跟随器,使基准电压拥有小于的良好输出阻抗.

2.1.5 A/D转换和LCD显示

由于MSP430内置12位A/D转换,最小分辨率可以算得是

并且单片机内部A/D可以随时关断,严格控制功耗.

为了减少系统功耗,显示部分采用功耗极低的段式LCD屏,而段式LCD驱动较复杂,用单片机IO口虽然可以实现,但是代价是大量的扫描工作时间,不利于功耗的控制,因此采用集成LCD驱动模块HT1621,只需要简单的四线控制即可以操作显示,带有关断功能,不用时降低功耗,并且还带有看门狗定时器和IRQ中断请求引脚,可以间隔固定的时间唤醒单片机,在最小功耗下达到更好的快速响应事件的性能.

2.1.6电源管理

电源管理部分是将给的3.6V的锂电池的直流电源转换成给单片机供电的3.3V的直流电源供电，在这里我们直接采用了芯片TPS76333其原理图如下图所示:

该电源管理芯片可直接得到输出 Vo=3.3V。

  三、 软件设计

3.1 基本思路

本系统控制采用MSP430混合信号单片机作为核心,完成的功能有:

控制A/D转换器读取前级硬件调理后的电压信号,通过计算和软件误差补偿得出重量值,控制HT1621驱动段式LCD显示重量. 

3.2 功耗的控制

由于是低功耗系统,因此需要用软件严格的控制系统平均运行时间以使功耗降到最低.MSP430单片机本身带有5种低功耗模式,并且在低功耗模式下可以由各种中断终止低功耗模式,进入正常模式处理事件后再次恢复到低功耗模式.因此本系统采用中断源驱动,使整个系统绝大部分时间处于低功耗状态,并关断所有外部设备,以1S为中断时间,每1S钟唤醒单片机,转入正常模式,打开所有外部设备,检测是否有重物待测,如有重物,经软件计算则显示重量,并经过一定时间后回到低功耗状态.如没有重物,则立即进入低功耗状态等待下一次唤醒.

3.3软件流程

四、系统测试与误差分析

4.1系统测试

   4.1.1测试仪表

     电桥输出电压为UD=2.34mV 基准源VREF=2.516V

在本方案中我们设置RG=0  则由计算得仪表放大部分放大增益为G=5+0=5

 则有:仪表放大部分输出电压

         理论计算值为:UOUT1=UD×G+VREF

                             =2.34mV×5+2.516V= 2.5277V

实测值为:UOUT1=2.529V 

            误差计算:误差=理论值-实测值

                  即：误差=2.5277V-2.529V =0.0013V

       4.1.2主放部分

 主入部分在我们方案里放大倍数设的为A2=100

同理:可计算出主放的输出电压

理论计算值为:UOUT2=VREF-UD×5×100

      代入数据可得:    =1.346V 

实测值为:     UOUT2=1.303V

误差计算:误差=理论值-实测值

                  即：误差=1.346V-1.303V =0.043V

           误差分析:由于传感器和其它器件本身并非理想线性,和各分立元件(电阻的标称值和实测值不相等)的不精密产生的误差,及一些外界的干扰等:

4.2各部分级联后的总调试

    4.2.1数据整理分析

被测物

实际重量

4.2.2误差计算分析

可以从信号链路来分析误差的来源.

首先,称重传感器(即不平衡电桥)的桥臂电阻的温度漂移桥臂电阻匹配不当会造成温漂误差,电阻应变片本身的非线性度也会产生误差.DATASHEET标称综合误差为0.05(%F.S),即综合误差为0.05%*5kg=2.5g(称重传感器满量程为5KG)

进一步分析SAR(逐次比较) A/D的转换原理,是对待测信号采样保持后再和基准电压逐次比较,因此并不是完全的比例电路,但是可以通过多次采样取平均值的数字滤波方法减小此种误差.

其次是信号调理部分的运放INA126输入失调电压±250uV,在0.01HZ~10HZ的噪声为0.7uV峰峰值,并且外接电阻RG的温度漂移也会导致输出变化.第二级放大使用的OPA335有±5uV的输入失调电压,在0.01HZ~10HZ的噪声为1.4uV峰峰值.

那么前级所产生的最大总误差就是

(5uV+100*(250uV+0.05%*2.5mV))*5=125.65 mV

  经校准，非线性补偿后，误差已基本达到要求。

五、总结

         按照要求,已经完成了题目要求的任务.此设计涉及到了主放部分放大倍数和电源部分基准电压的参数的调整,通过多次测量调试对软硬件的控制达到题目的要求任务.

六、成本分析

  原理图见下页附图：

      附图1.1

                          小组成员:李杰  王小双  王飞

                                        2009年7月25日