毕业论文
| 题 目 | 电动汽车无线充电系统研究 |
| 学生姓名 | |
| 学 号 | 030720406 |
| 学 院 | 自动化学院 |
| 专 业 | 电气工程及自动化 |
| 班 级 | 0307204 |
| 指导教师 | 张之梁 副教授 |
南京航空航天大学
本科毕业设计（论文）诚信许诺书
本人郑重声明：所呈交的毕业设计（论文）（题目：电动汽车无线充电系统研究）是本人在导师的指导下进行研究所取得的功效。尽本人所知，除毕业设计（论文）中专门加以标注引用的内容外，本毕业设计（论文）不包括任何其他个人或集体已经发表或撰写的功效作品。
作者签名： 年 月 日
（学号）：
电动汽车无线充电系统研究
摘 要
非接触感应电能传输技术是一种新型电能传输技术，利用电磁感应理论实现电能有效、平安的传输，在交通运输、航空航天、机械人、医疗器械、照明、便携式电子产品、矿井和水下应用等场合有着普遍的应用前景。
本文对非接触感应电能传输系统中的功率变换器的一些关键技术进行了研究。第一介绍了非接触感应电能传输的原理、研究现状和进展趋势。针对非接触感应电能传输系统的组成，讨论了非接触感应电能传输系统的设计准那么，在论述可分离变压器特点和分类的基础上，对可分离变压器的磁路进行了分析，进而给出了新型非接触变压器的磁路模型。第二，对带可分离变压器的全桥串联谐振变换器的电路特性进行了分析，分析了变换器的谐振频率，对移相操纵的带可分离变压器的全桥串联谐振变换器进行了电路仿真。最终的仿真结果能够知足系统的要求，并能够稳固工作，达到预期目标。
关键词：非接触感应电能传输系统，可分离变压器，磁路模型，全桥串联谐振变换器
The Research of Electric Vehicle Wireless Charging System
Abstract
Contactless inductive power transfer technique is a novel power transfer method, which utilizes the electromagnetic coupling theory to achieve contactless power transfer effectively and safely. Therefore this technique is widely used in many applications such as public transport systems, aviation and space systems, robots, medical plants, lighting, compact electronic devices, mine and water applications.
The paper focuses on some key technologies of the contactless inductive power system. Firstly, the main operation principle, research status and development trends are introduced. Some design guide lines are discussed based on the structure of the system. The magnetic circuit of the separate transformer is analyzed on the base of the introduction of the characteristics and types of the separate transformer. The characteristics of the full bridge series resonant converter with the separate transformer and the resonant frequency are analyzed. The full bridge series resonant converter is analyzed by circuit simulation. The final simulation results will meet the system requirements and work stability to achieve the desired goals.
Key Words： Contactless inductive power transfer system; Separate transformer; Magnetic circuit model; full bridge series resonant converter
第一章 绪 论
1.1 论文选题背景
随着“汽车社会”的慢慢形成，汽车保有量在不断地呈现上升趋势，而石油等资源却捉襟见肘，另一方面，吞下大量汽油的车辆不断排放着有害气体和污染物质。最终的解决之道固然不是汽车工业进展，而是开发替代石油的新能源，几乎所有的世界汽车巨头都在研制新能源汽车。新能源汽车的进展方向有多种，从技术进展成熟程度和中国国情来看，纯电动汽车应是大力推行的进展方向。
电动汽车是指以车载电源为动力，用电机驱动车轮行驶，符合道路交通、平安法规各项要求的车辆。电动汽车无内燃机汽车工作时产生的废气，不会产生排气污染，对环境爱惜和空气的干净是十分有利的，几乎是“零污染”。 众所周知，内燃机汽车废气中的CO、HC及NOX、微粒、臭气等污染物形成酸雨酸雾及光化学烟雾。电动汽车无内燃机产生的噪声，电动机的噪声也较内燃机小。噪声对人的听觉、神经、心血管、消化、内分泌、免疫系统也是有危害的。
电动汽车的研究说明，其能源效率已超过汽油机汽车。专门是在城市运行，汽车走走停停，行驶速度不高，电动汽车加倍适宜。电动汽车停止时不消耗电量，在制动进程中，电动机可自动转化为发电机，实现制动减速时能量的再利用。有些研究说明，一样的原油通过粗炼，送至电厂发电，经充入电池，再由电池驱动汽车，其能量利用效率比通过精炼变成汽油，再经汽油机驱动汽车高，因此有利于节约能源和减少二氧化碳的排量。另一方面，电动汽车的应用可有效地减少对石油资源的依托，可将有限的石油用于更重要的方面。向蓄电池充电的电力能够由煤炭、天然气、水力、核能、太阳能、风力、潮汐等能源转化。除此之外，若是夜间向蓄电池充电，还能够躲开用电顶峰，有利于电网均衡负荷，减少费用。
传统电动汽车充电模式有：一般充电，多为交流充电，电压220V或380V，一次需要8-10小时充满；存在问题：需要大量的充电站，占用许多城市用地。快速充电，多为直流充电，一次充电需要10-20分钟左右；存在问题：在短时刻内充电完毕需要一个兆瓦级的充电站，难以实现。电池改换，时刻短，能保证汽车的正常行驶；存在问题：电池组标准化比较困难，电池组心的问题就难以解决。利用充电桩充电的形式会有以下缺点：同时充电的汽车数量有限，户外有线充电桩易受到损坏，建专用充电站占用大量用地。因此，咱们能够采纳无线充电形式[1]。
电动汽车无线充电技术有三种模式：电磁感应式、磁场共振式、无线电波式。非接触能量传输系统（感应耦合）--原副边完全分离的非接触变压器，通过磁场的耦合传输电能，使得能量传递进程中供电侧和用电侧没有物理链接。随着功率半导体器件和功率变换技术的进展，一种新型的感应电能传输技术使大气隙的非接触传输成为可能。除传统的导线连接传输外，非接触电能传输包括感应传输、容性传输、电磁波传输。非接触电能传输可通过磁场或电场实现，紧耦合的传输形式如变压器、电容，能够实现无电气连接的能量传输，可是由于磁场铁芯和电场媒质的，它们不适合向运动的物体进行大气隙的能量传输。在变压器松耦合的方式下，若是工作频率足够高，磁场的转变率将在原、副边绕组之间引发很强的电磁感应，这使大气隙的能量传输变得可行，这是感应电能传输的大体概念。与感应电能传输类似，容性电能传输能够利用高频转变的电场实现大气隙的电能传输。可是受电场强度和介电常数和介电材料的，容性电能传输的工程有效还有待进一步研究。类似于无线通信，非接触电能传输也能够采纳电磁波的形式，可是采纳传统的微波引导和天线在空气中长距离进行能量的传输超级困难，能量的操纵也很复杂。在现有的功率变换技术的基础上，感应电能传输技术是工程上最可行的方式。因此本文将对非接触感应电能传输技术进行研究[5]。
1.2 非接触感应能量传输系统的研究现状及进展趋势
1.2.1 非接触感应能量传输系统的研究现状
自从1831年法拉第揭露电磁感应现象以来，电能的传输主若是由导线直接接触进行的，电气设备一样通过插头和插座等电连接器的接触进行供电[4]。这种传输方式由于存在摩擦、磨损和袒露导线，很容易产生接触火花，阻碍了供电的平安性和靠得住性，缩短了电气设备的利用寿命。在矿井、油田钻采等场合，采纳传统的导线直接接触供电方式，因接触摩擦产生的微小电火花，很容易引发爆炸，造成重大事故。在水下场合，导线直接接触供电存在电击的潜在危险。在给运动设备进行供电时，一样采纳滑动接触供电的方式，存在滑动磨损，接触火花，碳积和不平安袒露导线等缺点[6-8]。在航空航天、机械人、医疗器械、照明、便携式电子产品等场合，非接触感应电能传输技术也有普遍的应用前景。非接触感应电能传输技术解决了传统导线直接接触供电的缺点，是一种有效、平安的电能传输方式[9-11]。
非接触感应电能传输技术早在100年前就已经为人所知，并进行了多次实验尝试，但因为效率太低，没能商业化。随着功率变换技术、操纵技术和磁性材料的进展，和非接触感应电能传输需求的增加，非接触感应电能传输技术取得了迅速的进展[3]。
20世纪90年代初，新西兰奥克兰大学电子与电气工程系功率电子学研究中心Boys教授和由他领导的课题组率先对非接触感应电能传输技术进行了系统的研究。通过10连年的尽力，前后取得多项发明专利，该项技术已被成功推往美国、日本、德国和法国等地。新西兰奥克兰大学所属奇思公司已将非接触感应电能传输技术成功应用于新西兰Rotorua国家地热公园的30kW旅客电动运输车[4,6-8]。
90年代后期，日本、德国等国家接踵投入了必然的经费从事非接触电能传输的研究和有效化产品开发，已取得必然的技术冲破和相应的有效产品，如日本大阪富库公司的单轨型车和无电瓶运货车、德国奥姆富尔(WAMPELER)公司DE 150KW载人电动火车，轨道长度达400m，气隙为120mm，是目前为止建造的最大的非接触感应电能传输系统。该公司还将非接触感应电能传输技术用于电动游船的水下驱动装置[4,12]。
美国通用汽车公司子公司Delco Electronics研制的Magne-chargeTM是最先商业化的电动汽车非接触电能传输系统之一，此刻正由Delco生产和销售，专用于GM的EV1型电动汽车充电。1995年1月，美国汽车工程协会依照Magne-chargeTM系统的设计，制订了在美国利用非接触感应电能传输技术进行电动汽车充电的条例——SAE J-1773[13,14]。
在我国，非接触感应电能传输技术的研究刚开始起步，仅有综述性文献和个别小功率样机的研究报导。
1.2.2 非接触感应能量传输系统的进展趋势
非接触感应电能传输技术是近些年进展的一项新技术，国际上至今尚未制订相关的标准。非接触电能传输技术涵盖功率变换技术、电磁感应技术等。像其他新技术一样，非接触感应电能传输技术的进展面临着很多挑战。第一，目前关于非接触感应电能传输的理论和现代功率电子学相较，还很不完善，没有一个统一的理论来指导设计非接触感应电能传输系统，因此在这方面还需要进行深切的研究。第二，非接触感应电能传输依托于功率变换技术、非线性电路理论的进一步进展。工程应用中的技术也制约着非接触感应电能传输技术的进展，如无源器件和有源功率器件的电压和电流定额。由于非接触供电效率较低，而且有必然的电磁辐射，经济效益和环保问题也是非接触感应电能传输技术应考虑的一个重要方面。另外，不断提高功率品级、系统稳固性和靠得住性、增加分离式变压器的气隙也是非接触感应电能传输技术需要解决的难点。非接触感应电能传输系统的研究正慢慢向两个方面进展：一是以磁悬浮列车为代表的大功率方向，包括汽车充电站、磁悬浮列车等等；另一种是小功率方向，主若是对一些日常小电器进行无接触充电。大功率方向是非接触感应电能传输技术的难点[12-13]。
1.3 本文研究的意义及内容
1.3.1 本文研究的意义
随着人们环境意识的提高和对石油燃料资源耗尽危机的警觉，以后的交通运输系统将慢慢向着绿色、环保、电气化的方向进展。以后的交通系统供电需求将为新型无接触电能传输系统提供广漠的市场。
电动汽车是唯一知足零排放的车辆，它通常需利用蓄电池储能，需要反复进行电池充电。最近几年来，环境意识和石油燃料资源耗尽的可能性令人们又从头重视了电动汽车的研究进展，而电池充电将是以后的电动汽车面临的一个重要问题。采纳新型无接触能量传输系统为电动车供电，具有必然优越性。比如，当采纳车载充电器时，传统的充电系统在交流电源段分开，整个系统几乎都在车上，而无接触电能传输方式实现初、次级绕组之间分离，从而可将大部份的设备置于车外。
1 本文研究的内容
本文对非接触感应电能传输系统的关键技术进行了研究，要紧内容如下：
●第一章在概述研究背景的基础上，介绍了非接触感应电能传输技术的研究现状和进展趋势，指出本文的研究意义和研究内容。
●第二章介绍了非接触感应电能传输系统的组成，非接触感应电能传输的原理和优势，讨论了一些设计准那么，并介绍了高频逆变拓扑的选取。
●第三章在概述可分离变压器的基础上，介绍了改良型非接触变压器，给出了改良型非接触变压器的磁路模型，提出了非接触变压器的优化方案。
●第四章对带可分离变压器的全桥串联谐振变换器的电路特性进行了分析，分析了变换器的谐振频率，对移相操纵全桥串联谐振变换器进行了电路仿真,同时分析了移相角的改变对变换器相关特性的阻碍。
●第五章对本次毕业设计进行了总结，对工作中存在的问题和以后的进展研究方向做出了一个总结，并对以后的工作做出了一个展望。
第二章 非接触感应电能传输系统大体特性研究
2.1 非接触感应电能传输系统的组成
非接触感应电能传输系统利用电磁感应理论实现电能的传输，能量传输框图如图所示，以可分离变压器为分界点，能量传输框图由两大部份组成，变压器原边由交流电网输入，整流滤波成直流电，并通过功率因数校正，通太高频逆变给变压器原边绕组提供高频交流电流。通过原边绕组与副边绕组的感应电磁耦合将电能通过整流滤波和功率调剂后提供给用电设备。变压器原、副边采纳无线通信的方式对能量变换进行检测和操纵。可分离变压器的原边绕组和副边绕组是可分离的，这和开关电源中的变压器有专门大的不同。另外，可分离变压器能够维持相对静止或运动的状态，适用于不同的应用处合[5]。
图2.1 非接触感应电能传输系统能量传输框图
2.2 非接触感应电能传输的原理及优势
非接触供电是基于磁场耦合实现无线供电的新型电能传输方式，利用原副边完全分离的非接触变压器，通太高频磁场的耦合传输电能，实现能量传递进程中供电侧和用电侧无物理连接。与传统的接触式供电相较，非接触供电利用方便、平安，无火花及触电危险，无积尘和接触损耗，无机械磨损和相应的保护问题，可适应多种恶劣天气和环境，便于实现自动供电。
2.3 非接触感应电能传输系统的设计准那么
非接触感应电能传输系统采纳可分离变压器实现能量传输，因此变压器的原边绕组与副边绕组之间有一段较长的空气磁路，漏磁专门大，耦合系数较低，了能量传输的能力和效率。依照非接触感应电能传输系统的特性，设计准那么要紧有：
(1)提高可分离变压器的耦合系数。选取适合的变压器铁芯结构和绕组位置，能够提高可分离变压器的耦合系数，提高能量传输的能力。
(2)采纳谐振变换器作为非接触感应电能传输系统的功率变换器。为了给变压器原边绕组提供波形质量较好的交流电流，减少电磁干扰和电磁辐射，常采纳谐振变换器给可分离变压器的原边绕组提供正弦电流。
(3)实现开关管的软开关。提高变换器的开关频率能够减小非接触感应电能传输系统的体积和重量，可是随着开关频率的不断提高，采取硬开关方式的功率变换器，其开关损耗将大大增高，阻碍了系统效率的提高，对电动汽车和磁浮列车等大功率充电场合，提高变换器的效率尤其重要。因此，为了实现高功率密度，高的能量传输效率，必需实现开关管的软开关，减小开关损耗。
(4)提高变换器的输入功率因数。非接触感应电能传输系统要取得普遍的应用，必需实现高的输入功率因数，减小对电网的污染，采纳功率因数校正变换器能够有效的减小谐波含量，提高功率因数[5]。
第三章 可分离变压器概述与新型非接触变压器的磁路模型及其优化
3.1 可分离变压器概述
3.1.1 可分离变压器特点
可分离变压器是非接触感应电能传输系统的关键部份，实现电能的非接触传输。可分离变压器和常规变压器在原理上类似，都是应用电磁感应原理实现电能从变压器原边到副边的变换。可是可分离变压器的原边和副边是分离的，如图所示，存在较大的气隙，空气磁路长度远远超过了常规变压器的长度，变压器处于松耦合状态，磁路中有较大距离的空气磁路，磁动势中相当一部份消耗在空气磁路部份，变压器漏磁较大，耦合系数不高；而常规变压器的磁路中气隙很小，其磁动势要紧散布在铁芯磁路部份，而铁芯所具有的高磁导率决定了常规变压器的磁阻较小，需要的励磁电流较小[12,15]。
（a）常规变压器 （b）可分离变压器
图3.1 变压器示用意
可分离变压器的分类
依照可分离变压器原边和副边运动状态的不同，能够将可分离变压器分为三类：1、静止式，原边和副边维持静止。2、滑动式，原边和副边处于相对滑动的状态，要紧应用于有轨电车、磁浮列车等交通运输领域，如图（a）所示。3、旋转式，利用了变压器进行能量传输不受转速阻碍的特点，原边和副边维持旋转状态，如图（b）所示[12,16]。
（a）滑动式可分离变压器 （b）旋转式可分离变压器
图3.2 可分离变压器示用意
3.2 改良型非接触变压器
3.2.1 磁芯形状
T. H. Nishimura于1994年提出了基于传统非平面磁芯和卷绕绕组结构的非接触变压器，如图所示。为便于分析，针对对称绕组结构，并在副边开路条件下给出其等效磁路， 如图 1(b)所示。 其中，F = Ni，Ra、别离为 g和 方向的磁阻。
| （a）变压器结构 | （b）等效磁阻电路 |
| 图3.3 变压器结构及其等效磁阻电路 | |
图3.4 改良的变压器磁芯
3.2.2 绕组布置
针对图给出的平面 U形磁芯，绕组也宜采纳平面布置，便于减小漏感。平面绕组的布置方式有集中式和散布式 2种，如图所示。
(a) 集中式绕组
(b) 散布式绕组
图3.5 绕组结构比较
为了分析两种绕组布置方式对耦合系数的阻碍，本文采纳PlanarE43/10/28 磨掉中柱作为磁芯，在相同的条件下进行了对如实验，结果如表1所示。实验说明散布式绕组更有利于提高变压器的耦合系数。
表1 平面U 型磁芯两种绕组布置方式的实验结果
| 磁芯 | 质量/g | L/mm | 绕组形式 | 耦合系数 |
| 平面U43（Planar E43/10/28 磨掉中柱） | 59 | 集中式 分布式 |
图给出变压器在 300kHz副边开路条件下的Ansoft2D磁场仿真结果(原边电流)。能够看出，两种绕组布置方式要紧阻碍磁芯窗口中的磁场散布。采纳集中绕组时，原边电流产生的磁通不仅能经L闭合，还能从磁芯边柱经绕组间的集中气隙回到磁芯顶柱， 降低了变压器的耦合系数。
图3.6 两种绕组布置方式的仿真结果对照
因此，变压器应采纳散布式平面绕组结构[2]。
3.3 改良型非接触变压器的磁路模型
3.3.1 原有磁路模型的
为便于分析，本文与文献[9]相同，针对对称的绕组结构，在副边开路条件下成立等效磁路、分析耦合系数。参考文献[9]，可取得改良后非接触变压器的磁路模型，如图 3.7所示，其中 F1 = F2 = Ni /2。耦合系数k表达式为
| （） |
图3.7 等效磁路图
但是，实验中发觉，该模型及耦合系数公式不能专门好地说明下述实验现象：
(1)如表1所示，采纳平面 U43 磁芯，L 为34.7mm，比文献中磁芯对应的参数(21.8mm)大，但相同气隙条件下耦合系数反而小；
(2)mm，但10mm气隙条件下的耦合系数仅从0.46增加到0.48，不符合式(3.1)描述的耦合系数转变规律；
(3)依照式(3.1)预测，平面U43变压器耦合系数为0.634，平面U变压器耦合系数为0.729，均远大于实测值。
这些实验结果说明，文献[9]给出的等效磁路和耦合系数近似分析方式有必然的局限性，不能够准确地描述改良型非接触变压器的磁通散布及耦合系数[2]。
3.3.2 改良型磁路模型
结合图3.6(b)给出的磁场仿真结果，依照磁通耦合程度可将原边电流产生的所有磁通分为3个部份，如图3.8所示。
图3.8 磁通分块示用意
1A、1B区为第1部份，漏磁通为。为由原边电流产生，未被副边绕组耦合的磁通，包括1A、1B区的磁通、。
2区为第2部份，部份耦合磁通为。为由原边电流产生，匝链副边一部份绕组的磁通。
3区为第3部份，完全耦合磁通为。为由原边电流产生，匝链副边所有绕组的磁通。
[2]。
图3.9 磁阻概念示用意
图3.10 非接触变压器精准磁路模型
3.4 非接触变压器的优化
3.4.1 变压器优化方式
进一步优化非接触变压器的结构，在提高耦合系数的同时减小变压器的体积质量。增加耦合磁通比例可提高变压器的耦合系数，且全耦合磁通所占比例越大越有利于提高k。即应减小、，同时增大、、，并尽可能减小。
由近似公式(3.1)可知，当L<2g时，那么k<0.5，相同气隙条件下变压器耦合系数低于文献。当L>2g，继续增大L只会减小中的梯形柱磁阻，增加，变压器的体积、质量增大，但对耦合系数的改善并非明显；还可将增大磁芯L改成增大f，如图所示。对照两种方式，可知两种磁芯质量相同，但增大f，可减小，所占比例较大，耦合系数更高。因此，L应略大于2g，宜采纳增大f的方式提高k。
增加W，所有磁阻同时减小。为了幸免漏磁阻减小阻碍耦合系数，可增大侧柱部份的磁芯宽度、同时减小U部份的磁芯宽度，如图3.11(b)所示。减小、，同时增大、，有利于实现高耦合系数和轻量化。绕组也应采纳平面散布式绕组，避免磁通经两绕组间集中气隙直接闭合[2]。
(a) 横向尺寸优化(正视图)
(b) 宽度尺寸优化(底视图)
图3.11 磁芯结构优化方式
3.4.2 边沿扩展平面U型非接触变压器
由上述优化方式，本文提出了边沿扩展、平面U型非接触变压器。磁芯中部为平面U型结构，磁芯两边柱底部向外侧扩展，扩展的几何形状可为矩形、圆形或多边形，如图3.12所示。绕组分绕在两个底部向外扩展的磁芯边柱上，为散布式平面绕组结构。该新型磁芯结构通过增加原副边磁芯正对面积，提高全耦合磁通的比例，增大耦合系数；将磁芯边沿的扩展部份在边柱的底部，因此能在取得高耦合系数的同时显著降低变压器的体积和质量。当磁芯总长度一按时，应令L略大于2倍气隙长度，从而可有效利用磁芯长度尽可能提高全耦合磁通比例，提高变压器耦合系数[2]。
图3.12 非接触变压器磁芯结构
第四章 非接触感应电能传输系统全桥串联谐振变换器的电路特性分析
4.1 功率变换器的模型
可分离变压器的等效电路模型
在功率变换电路中，常采纳变压器模型来描述原、副边绕组的耦合关系。这种模型适用于变压器原边和副边紧密耦合的情形，原、副边电压知足匝比关系，其漏感通常能够忽略不计。互感模型是另一种描述原、副边绕组耦合关系的电路模型。互感模型利用感应电压和反映电压的概念来描述原、副边绕组的耦合关系。感应电压和反映电压都通过互感来表达。可分离变压器的耦合性能较差，处于松耦合状态，原、副边电压不知足匝比关系。因此用互感模型来表示可分离变压器的等效电路模型更为适用[15,16,18,19]。
图给出了采纳互感模型的可分离变压器等效电路，忽略原、副边绕组的电阻。图中，、别离表示可分离变压器的原边绕组电压和副边绕组电压，、别离表示可分离变压器的原边电感和副边电感，M表示可分离变压器的互感，ω是开关角频率，变压器原、副边绕组电流、参考方向如下图。表示可分离变压器原边绕组电流在副边的感应电压，是可分离变压器副边绕组电流在原边的反映电压[3,12,13,16,20]。
因此，分离变压器原边绕组两头的电压是：
| （） |
| （） |
| （） |
图4.1 可分离变压器的互感等效电路
4.1.2 变换器副边等效电路
依照可分离变压器的互感等效电路，假设可分离变压器原边绕组电流是恒定交流，那么在稳态情形下，可分离变压器副边绕组的感应电压是一个恒定的交流电压源。因此，能够取得变换器副边电路的戴维南等效电路和诺顿等效电路，如图所示。
（a）戴维南等效电路 （b）诺顿等效电路
图变换器副边电路的等效电路
图4.2中，是变换器副边感应电压
| （） |
| （） |
| （） |
| （） |
变换器的原、副边补偿电路是指在非接触感应电能传输系统中，为了降低变换器原边开关管的电压电流定额、改善变换器的输出特性加入的电路，通常采取加入补偿电容的方式来实现[14,19,21]。
补偿方式能够分为串联补偿和并联补偿两类。串联补偿中补偿电容和可分离变压器的原、副边绕组是串联的；并联补偿中补偿电容和可分离变压器的原、副边绕组是并联的。
原边补偿能够采纳串联补偿和并联补偿两种方式，如图所示。
（a）未加补偿 （b）串联补偿
（c）并联补偿
图 原边补偿电路
假设可分离变压器的原边绕组直接跟变换器的开关管连接，那么原边绕组两头的电压直接加在开关管上，原边绕组电流也全数流过开关管，开关管的电压电流定额较高。图4.3(b)中，通过补偿电容和原边绕组的谐振，对原边绕组两头的电压有必然的补偿作用，即补偿电容上的电压降能够部份或完全抵消原边绕组两头的电压降，降低了开关管的电压应力，适用于原边绕组较长、分散的应用处合。图4.3(c)中，通过补偿电容和原边绕组的谐振，流过补偿电容的电流对原边绕组电流中具有必然的补偿作用，降低了开关管的电流应力，适用于采纳集中绕组的应用处合。原边补偿电容和原边绕组通常组成谐振变换器的谐振元件。
若是可分离变压器副边绕组直接与负载相连，变换器的输出电压和电流都会随负载的转变而转变，了功率的传输，因此必需对变换器副边进行补偿。大体的补偿方式有串联补偿和并联补偿，如图所示。图4.4(b)中，补偿电容与变压器副边电感在频率谐振处，副边等效为一电阻，输出电压与负载无关，等效于输出电压为副边感应电压的恒压源，适用于需要直流母线电压的场合。图4.4(c)中，补偿电容与变压器副边电感Ls在频率谐振处，变换器副边等效为纯电导，输出电流与负载无关，等效于输出电流为副边短路电流的恒流源。在充电器场合，宜采纳副边并联补偿的方式，实现对电池的恒流充电。实际工作时，副边补偿电路不必然处于完全谐振状态，可是能够改善变换器的输出特性。
（a）未加补偿 （b）串联补偿
（c）并联补偿
图 副边补偿电路
因此，变换器的补偿电路共有4种：串联—串联补偿，串联—并联补偿，并联—串联补偿，并联—并联补偿，别离适用于不同的应用处合。
4.2 带可分离变压器的全桥串联谐振变换器电路特性分析
4.2.1 带可分离变压器的全桥串联谐振变换器的作用及优势
带可分离变压器的全桥串联谐振变换器由全桥高频逆变、可分离变压器、全桥整流三部份组成。变压器原边由交流电网输入，整流滤波成直流电，并通过功率因数校正，通太高频逆变给变压器原边绕组提供高频交流电流。通过原边绕组与副边绕组的感应电磁耦合将电能通过整流滤波和功率调剂后提供给用电设备。
高频逆变部份是非接触感应能量传输系统的核心组成部份之一，输出高频电压或电流，对非接触感应传输系统的传输能力和传输效率产生阻碍。
产生高频电压（电流）通常能够采纳两种方式：SPWM 技术和谐振变换技术。
SPWM即脉冲宽度时刻占空比按正弦规率排列，如此输出波形通过适当的滤波能够做到正弦波输出。为了取得正弦度比较高的正弦波，假设开关频率为正弦波频率10倍，为了取得一个30kHz~100kHz的正弦波，开关频率至少为300kHz，若是要取得的正弦度更高的正弦波，开关频率还要更高，使器件的开关损耗增加。另一方面，开关频率受器件和开关损耗的不能很高，即开关频率远小于SPWM所需的开关频率，达不到输出高频电压（电流）的要求。
谐振变换技术相较于SPWM变换技术，依照负载和开关频率的不同，能够实现零电流关断或零电压开通，频率远小于SPWM所需的频率，开关损耗小，电压（电流）接近正弦[22]。
带可分离变压器的全桥串联谐振变换器的高频逆变部份的开关管因自带集成电容的充放电缓冲作用能实现关断缓冲，减小关断损耗；同时因自带二极管的续流导通能实现开关管的零电压开通，减小开通损耗。
综上所述，能够采纳全桥谐振式逆变器的拓扑，能够有效利用漏感，使漏感能量参与谐振，而且能够实现开关管的软开关，减小了开关损耗，提高效率。
4.2.2 带可分离变压器的全桥串联谐振变换器的谐振频率
采纳带可分离变压器的全桥串联谐振变换器作为非接触感应电能传输系统的功率变换器。带可分离变压器的全桥串联谐振变换器如图4.6所示，-是开关管（IGBT），是谐振电容（同时也是变换器的原边串联补偿电容），、别离是可分离变压器的原边电感和副边电感，M是可分离变压器的互感，-是整流二极管，是滤波电容，是阻性负载，变换器副边未加补偿电容。开关管和同相工作，开关管和同相工作，开关管和为180度互补导通。
图 带可分离变压器的全桥串联谐振变换器
为了简化分析，依照正弦等效原理，将变换器副边整流滤波电路等效为交流电阻，
带可分离变压器的全桥串联谐振变换器副边反映到原边的阻抗为电容性阻抗。
| （4.8） |
因此，变换器副边反映到原边的阻抗能够表示为电阻和电容的串联。依照式（4.8），可得
| （4.9） |
| （4.10） |
由式（4.9）、式（4.10）可知，反映电阻和反映电容的大小是由可分离变压器的副边电感、互感M，负载和变换器的工作角频率ω决定的。
因此，带可分离变压器的全桥串联谐振变换器能够等效为图。
图 带可分离变压器的全桥串联谐振变换器的等效电路
在图中，将谐振电容和反映电容等效为电容，可得
| （4.11） |
当带可分离变压器的全桥串联谐振变换器发生谐振时，能够取得
| （4.12） |
将式（4.11）代入式（4.12）能够取得串联谐振角频率的表达式：
图 带可分离变压器的全桥串联谐振变换器的等效电路II
| （4.13） |
| （4.14） |
| （4.15） |
| （4.16） |
由于可分离变压器的耦合系数K知足0﹤K﹤1，因此，式（4.15）中，
| （7） |
4.2.3 移相操纵带可分离变压器的全桥串联谐振变换器的分析
移相操纵带可分离变压器的全桥串联谐振变换器开关管的驱动信号如图所示。开关管和的驱动信号别离超前于开关管和一个相位，概念该相位为移相角。
图4.9 移相操纵要紧波形图
桥臂电压的基波有效值为
| （8） |
图 加缓冲电容的全桥串联谐振变换器的等效电路
开关模态1[，]（如图（a）所示）：时刻，开关管两头电压下降到零，电流流过开关管的反并二极管和开关管，现在，能够零电压开通开关管。该时期，桥臂电压维持为零。
开关模态2[，]（如图（b）所示）：时刻，关断开关管，给开关管的缓冲电容充电，同时给开关管的缓冲电容放电，在和的缓冲作用下，近似零电压关断。
开关模态3[，]（如图（c）所示）：时刻，开关管两头电压下降到零，开关管两头电压上升到Vin，电流流过开关管和的反并二极管，变换器处于能量回馈时期。现在能够零电压开通开关管。随着电流方向的改变，从开关管S1和流过，变换器开始向负载传递能量。
开关模态4[，]（如图（d）所示）：时刻，关断开关管，给开关管的缓冲电容充电，同时给开关管的缓冲电容C2放电，在和的缓冲作用下，近似零电压关断。尔后，当开关管两头电压上升到Vin，开关管两头电压下降到零，流过的反并二极管和开关管，变换器开始另一半周期工作，其工作情形类似于上述的半个周期。
图 考虑死区的移相操纵要紧波形图
（a）（b）
（c） （d）
（e） （f）
（g） （h）
图 移相操纵全桥串联谐振变换器的开关模态图
通过以上分析可知，开关频率高于谐振频率的移相操纵全桥串联谐振变换器能够实现开关管的零电压开关，减小开关损耗和电磁干扰。可是零电压开通是有条件的。
为了实现开关管的零电压开通(如管)，当开关管处于关断状态时，必需知足，因此，要尽可能大使得放完电，二极管续流导通，同时要选取较小值。开关管的零电压关断是无条件实现的，因为开关管中会自带集成电容，通过电容的缓冲作用达到关断缓冲的成效，减小关断损耗。
当缓冲电容过大时，谐振电流不能完全抽走缓冲电容的电荷，无法实现开关管的零电压开通；当缓冲电容过小时，开关管的软关断成效变差，关断损耗将增加。因此，缓冲电容的大小应该综合考虑。
MOS管的损耗分为开通损耗、导通损耗、关断损耗，通过实现开关管的零电压开通来减小开通损耗，导通损耗无法幸免，与所选MOS管有关，关断损耗在保证能实现零电压开通的前提下，使缓冲电容尽可能大。二极管应选导通压降小的，且要选快恢复二极管以减小关断损耗。
4.3 采纳移相操纵方式的全桥串联谐振变换器电路仿真
对图中所示的带可分离变压器的全桥串联谐振变换器进行电路仿真。图是带可分离变压器的全桥串联谐振转变器的saber仿真图，图是移相操纵带可分离变压器的全桥串联谐振变换器的仿真波形，仿真参数为：可分离变压器原、副边电感==60uH，耦合系数，谐振电容，负载R=10欧姆,输入电压=100V，开关频率为50kHz，移相角为45度。图中从下往上依次是开关管、的驱动电压波形、、桥臂电压波形、变换器的原、副边绕组电流、。从仿真波形能够看出，开关管开通前原边绕组电流流过开关管、的反并二极管，开关管两头电压为零，开关管、实现了零电压开通。
图4.13 带可分离变压器的全桥串联谐振转变器的saber仿真图
图中与开关管串联的电阻是考虑到开关管具有导通压降。
| （a） |
| （b） |
| 图4.14 移相控制带可分离变压器的全桥串联谐振变换器仿真波形 |
观看图（b）中、的波形能够看出，开关管实现了零电压开通。
改变移相角，观看其对变换器相关特性的阻碍：
移相角为90o时，其余仿真参数不变，取得如下仿真波形：
图4.15 移相角90o为时的仿真波形
移相角为45o时，其余仿真参数不变，取得如下仿真波形：
图4.16 移相角45o为时的仿真波形
移相角为0o时，其余仿真参数不变，取得如下仿真波形：
移相角0o为时的仿真波形
由以上三组波形的对照，能够发觉：随着移相角的增加，变换器的原边绕组电压会减小，原、副边绕组电流也会减小，由于原边绕组电压的减小，致使耦合到副边的变压也相应减小，造成整流后的输出电压也减小，因此得出结论：通过改变移相角的大小，能够有效地对变换器的原边绕组电压，原、副边绕组电流，进而对输出电压，输出功率进行操纵。
第五章 总结与展望
本文要紧工作总结
●介绍了研究背景，回忆了非接触感应电能传输技术的研究现状，讨论了非接触感应电能传输技术的进展趋势。
●介绍了非接触感应电能传输系统的组成，针对应用可分离变压器实现能量传输的特点，讨论了非接触感应电能传输系统的设计准那么。
●在论述可分离变压器特点和分类的基础上，对改良型非接触变压器的磁路模型进行了分析，并给出了非接触变压器的优化方案。
●介绍了可分离变压器的等效电路模型，分析了带可分离变压器的全桥串联谐振变换器的谐振频率。分析了变换器的大体电路特性，对移相操纵的变换器进行了仿真，同时分析了移相角的改变对变换器相关特性的阻碍。
5.2 后续研究工作展望
本文由于作者时刻和水平有限，本设计还有以下工作有待深切研究：
●讨论了绕组位置和气隙对可分离变压器参数的阻碍，得出了变压器参数随气隙转变的规律。
●能够做一些相关的实验工作：对全桥串联谐振变换器组成的非接触感应电能传输系统进行实验验证，对设计的可分离变压器的参数进行测试。
●对变换器的原、副边补偿电路进行阻抗分析。
●带可分离变压器的全桥串联谐振变换器也可在双极性操纵方式下工作，并可进行相关仿真。
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[22]刘建，基于松耦合变压器的全桥谐振变换器的研究[D]. 南京，南京航空航天大学，2020
致 谢
本次毕业设计能够地完成，值此论文完成之际，谨向我的指导教师张之梁副教授表示深深的敬意与感激。导师渊博的理论知识、丰硕的工程体会、严谨的科研作风和平易近人的性格给我留下了深刻的印象。导师为我的毕设选题和完成付出了庞大的精力和心血，同时在学习和生活上也给了我很多的帮忙。在整个毕业设计进程中，张教师老是在我学习碰到困难的时候，出此刻我的眼前，及时的给予指导，不断对我取得的结论进行总结，并提出新的问题，使得我的毕业设计内容能够深切地进行下去，也使我接触到了许多理论和事实上的新问题，使我做了许多有利的试探。
第二，在论文的完成进程中，我一直取得实验室辛玉宝师兄的热心指导和耐心帮忙，师兄帮我解决了很多问题，教学了平常学习的方式和学习技术，使我在研究课题领域收成颇丰，取得专门快的成长，在学习上少走了很多的弯路，感激你们的关切和无私的帮忙，和你们相处的日子让我难以忘怀，衷心的祝愿你们躯体健康，生活愉快、工作顺利。
谨以此文献给所有关切、支持和帮忙我的朋友、教师和同窗们！
最后，向百忙当中审阅此文的专家、教授们致以深深的感激！
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