10kW高频输出逆变器的研制

目前，非工频负载越来越多，特别是几百千赫兹的负载。最近，提出了一种新型高频输配电系统（ＨｉｇｈＦｒｅｑｕｅｎｃｙＰｏｗｅｒＤｉｓｔｒｉｂｕｔｉｏｎＳｙｓｔｅｍ，简称ＨＦＰＤＳ）［１￣５］。与传统的直流配电系统不同的是，它采用了高频交流配电系统，具有系统简单，效率高，可靠性高，成本低的优点。由于输出频率比较高，无法采用ＳＰＷＭ等控制方法，所以目前的高频输出逆变器多为方波或准方波输出，然后通过谐振滤波网络得到高频正弦波。

文献［３］提出不对称半桥变换器加六阶谐振滤波网络的结构，其优点是开关管少，控制方法简单，能实现所有开关管的零电压开关（ＺＶＳ）。文献［１］和［４］提出了全桥变换器加四阶谐振滤波网络的结构，其优点是能实现所有开关管的ＺＶＳ，且结构简单，效率高。这里结合实际课题，采用了移相全桥变换器和串并联谐振式滤波网络，不仅获得了较好的输出波形，同时也能在典型负载为阻性时，从空载到满载范围内实现ＺＶＳ。此外，还分析了开关管实现软开关的条件和串并联谐振式滤波器对输出电压ＴＨＤ，ＺＶＳ实现条件和输出电压外特性的影响。２工作原理

由于要求的功率比较大，所以需要采用多个模

块输入并联、输出串联的结构，使每个模块能承受２ｋＷ的功率。图１

示出１０ｋＷ高频

输出逆变器的结

构。每个模块都由

移相控制全桥变

换器构成。

图２示出单

个模块移相控制全桥变换器的结构。５个模块中开关管的驱动信号均由同一个控制芯片ＵＣＣ３８９５产生。移相全桥变换

器在一个开关

周期中可分成

１０个不同的

工作时段。

图３示出

移相全桥变换器的关键波形。开关管ＶＱ

１

和ＶＱ

４

的

电压和电流波形与开关管ＶＱ

２

和ＶＱ

３

的电压和电流波形相同，但相位相差１８０°。所以需要有足够的能量来抽走将要开通的开关管结电容或外并电容上的电荷，并给同一个桥臂将要关断的开关管结电容

１０ｋＷ高频输出逆变器的研制

孙德军，肖岚

（南京航空航天大学，江苏南京２１００１６）

摘要：采用了一种基于移相控制的高频输出全桥逆变器。移相全桥变换器产生高频的准方波，通过串并联谐振滤波器输出ＴＨＤ小的高频交流正弦波。详细分析了开关管实现软开关的条件和串并联谐振式滤波器对输出电压ＴＨＤ，ＺＶＳ实现条件和输出电压外特性的影响。研制了一台输出５００Ｖ／１１８ｋＨｚ／１０ｋＷ的实验样机；给出了实验波形；验证了其工作原理。

关键词：变换器；控制／移相控制；零电压开关

中图分类号：ＴＭ４６４文献标识码：Ａ文章编号：１０００－１００Ｘ（２００７）０４－００４９－０４

１０ｋＷＨｉｇｈ－ＦｒｅｑｕｅｎｃｙＯｕｔｐｕｔＩｎｖｅｒｔｅｒ

ＳＵＮＤｅ－ｊｕｎ，ＸＩＡＯＬａｎ

（ＮａｎｊｉｎｇＵｎｉｖｅｒｓｉｔｙｏｆＡｅｒｏｎａｕｔｉｃｓ＆Ａｓｔｒｏｎａｕｔｉｃｓ，Ｎａｎｊｉｎｇ２１００１６，Ｃｈｉｎａ）Ａｂｓｔｒａｃｔｓ：Ｔｈｉｓｐａｐｅｒｐｒｏｐｏｓｅｓａｈｉｇｈ－ｆｒｅｑｕｅｎｃｙｏｕｔｐｕｔｆｕｌｌ－ｂｒｉｄｇｅｉｎｖｅｒｔｅｒｗｉｔｈｐｈａｓｅ－ｓｈｉｆｔｅｄｃｏｎｔｒｏｌ．Ｐｈａｓｅ－ｓｈｉｆｔｅｄｆｕｌｌ－ｂｒｉｄｇｅｃｏｎｖｅｒｔｅｒｇｅｎｅｒａｔｅｓｈｉｇｈ－ｆｒｅｑｕｅｎｃｙｑｕａｓｉ－ｓｑｕａｒｅｗａｖｅｆｏｒｍ．Ｔｈｅｓｅｒｉｅｓ－ｐａｒａｌｌｅｌｒｅｓｏｎａｎｔｆｉｌｔｅｒｃｏｎｖｅｒｔｓｔｈｅｑｕａｓｉ－ｓｑｕａｒｅｗａｖｅｆｏｒｍｉｎｔｏａｈｉｇｈ－ｆｒｅｑｕｅｎｃｙｓｉｎｕｓｏｉｄａｌｗａｖｅｆｏｒｍｗｉｔｈｌｉｔｔｌｅＴＨＤ．ＺＶＳｃｏｎｄｉｔｉｏｎｆｏｒａｌｌｔｈｅｆｕｌｌ－ｂｒｉｄｇｅｓｗｉｔｃｈｅｓｉｓｄｉｓｃｕｓｓｅｄ，ａｎｄｔｈｅａｆｆｅｃｔｓｏｆｔｈｅｓｅｒｉｅｓ－ｐａｒａｌｌｅｌｒｅｓｏｎａｎｔｆｉｌｔｅｒｏｎｏｕｔｐｕｔｖｏｌｔａｇｅＴＨＤ，ＺＶＳｒｅａｌｉｚａｔｉｏｎｃｏｎｄｉｔｉｏｎｓａｎｄｏｕｔｐｕｔｖｏｌｔａｇｅｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃａｒｅａｌｓｏｄｉｓｃｕｓｓｅｄ．Ａ５００Ｖ／／１１８ｋＨｚ／１０ｋＷｉｎｖｅｒｔｅｒｐｒｏｔｏｔｙｐｅｉｓｂｕｉｌｔｔｏｖｅｒｉｆｙｔｈｅｏｐｅｒａｔｉｏｎｐｒｉｎｃｉｐｌｅｏｆｔｈｅｈｉｇｈ－ｆｒｅｑｕｅｎｃｙｏｕｔｐｕｔｉｎｖｅｒｔｅｒａｎｄｔｈｅｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｌｒｅｓｕｌｔｓａｒｅｇｉｖｅｎ．

Ｋｅｙｗｏｒｄｓ：ｉｎｖｅｒｔｅｒ；ｃｏｎｔｒｏｌ／ｐｈａｓｅ－ｓｈｉｆｔｅｄｃｏｎｔｒｏｌ；ｚｅｒｏ－ｖｏｌｔａｇｅ－ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ

定稿日期：２００６－０８－２８

作者简介：孙德军（１９７９－），男，江苏盐城人，硕士研究生。研究方向为航空电源

。

图１１０ｋＷ高频输出逆变器图２

单模块移相控制全桥逆变器

４９

或外并电容充电，则必须将串并联谐振滤波器设计成感性的。也即在变压器初级电压ｕａｂ超前于初级电流ｉａｂ的同时，要考虑到还需要有一部分能量能抽走变压器初级绕组寄生电容ＣＴｒ上的电荷。实现功率开关管ＺＶＳ的必要条件为：

ＬｒＩ１２２＞ＣｉＵｄｃ

２＋ＣＴｒＵｄｃ２

２

（１）

式中Ｌｒ———串并联谐振滤波器的等效电感折合到初级的等

效电感

Ｉ１———

死区时间内的平均电流Ｃｉ———开关管的结电容或者外接电容（ｉ＝１￣４）

如果不满足式（１）

就无法实现ＺＶＳ。因此，要求ＶＱ１和ＶＱ４，ＶＱ２和ＶＱ３之间的死区时间必须足够长，这样才能完全使开关管结电容或外并电容进行充放电。由图３可见，要实现功率管的ＺＶＳ，就必须

满足：!＞（

π－δ）／２（２）式中!———变压器初级电压超前于初级电流的相位角

δ

———移相角由于开关管结电容或外并电容的存在，使得开

关管的关断损耗大大减少。如果Ｃ１￣Ｃ４足够大，则所有的开关管都能实现零电压关断。

３

串并联谐振式滤波器分析

移相全桥变换器的输出端为准方波，它要求输

出电压波形的ＴＨＤ要小于３％，因此只有采用四阶和高于四阶的谐振式滤波器才能滤除ＴＨＤ小于３％的正弦波，同时为了减小滤波器的体积，选择了四阶串并联谐振式滤波器。串并联谐振式滤波器的作用有：①对输出的准方波进行滤波，

减小输出电压的谐波含量，使波形接近正弦波；②在阻性负载的情况下，使变压器的初级电压超前初级电流，从而实现全桥开关管的ＺＶＳ；③通过进行阻抗变换，使得输出电压有较好的外特性。串并联谐振式滤波器的Ｌｓ和Ｃｓ的谐振频率低于开关频率；Ｌｐ和Ｃｐ的谐振频率高于开关频率。为分析方便，将Ｌｓ分解为Ｌｓ１和Ｌｓ２，将Ｌｐ

分解为Ｌｐ１和Ｌｐ２，其中Ｌｓ１和Ｃｓ在开关频率处串联

谐振，Ｌｐ１和Ｃｐ在开关频率处并联谐振，图４示出其等效电路。

３．１谐振式滤波器对输出电压ＴＨＤ的影响

按照传统串并联谐振式滤波器在开关频率处串并联谐振的方法，分析时只考虑空载的情况，即空载

时的高次谐波衰减系数为：

ｋｆｎ＝

ｕｏｎｕｓｎ＝Ｚｐ

Ｚｓ＋Ｚｐ

（３）

ｋｆｎ的值越小，

衰减效果越好，输出电压ＴＨＤ越小。如果带载，则Ｚｐ与负载并联，使ｋｆｎ值变小，所以只需考虑空载的情况。此时，串并联谐振式滤波器空载时的高次谐波衰减系数为：

ｋｆｎ＝ｕｏｎ

ｕｓｎ

＝

Ｚｐ１ｎ

１＋Ｚｐ１ｎＺ

ｐ２ｎ

!"（Ｚｓ１ｎ

＋Ｚｓ２ｎ）＋Ｚｐ１ｎ

（４）

式中Ｚｓ１ｎ＝ｊｎ－１

ｎ!"ωＬｓ１

Ｚｓ２ｎ＝ｊｎωＬｓ２Ｚｐ１ｎ＝１／ｊｎ－１

ｎ

!"ωＬｐ

#$

Ｚｐ２ｎ＝ｊｎωＬｐ２

ω

———基波角频率相对于传统串并联谐振式滤波器，串联支路增

加了一个串联电感，使得ｋｆｎ变小；并联支路增加一个并联电感，使得ｋｆｎ变大。根据ＴＨＤ计算出Ｌｓ１，Ｃｓ和Ｌｐ１，Ｃｐ，

再根据ＺＶＳ和输出电压外特性确定Ｌｓ２和Ｌｐ２，代入式（４）算出ｋｆｎ，与原来的ｋｆｎ比较大小。若ｋｆｎ变小，则满足要求。３．２

谐振式滤波器对实现ＺＶＳ的影响

串并联谐振式滤波器的输入电压，即移相全桥变换器的输出电压，经傅立叶分解得：

ｕｓ（ｔ）＝∞

ｎ＝１，３

%４ＮＵｄｃｎπｓｉｎ

ｎδ２!"ｓｉｎｎπ

２

!"（５）

式中Ｎ———变压器的变比

Ｕｄｃ——

—直流母线电压δ

———移相角串并联谐振式滤波器的输入阻抗为：

Ｚｎ＝ｊｎω

Ｌｓ２＋ｎωＬｓ１－１

ｎωＣｓ

!"

＋ｊｎωＲｏＬｐ２

Ｒｏ１－ｎωＬｐ２ｎωＣｐ－１ｎωＬｐ１

!"&$

＋ｊｎωＬｐ２（６）

串并联谐振式滤波器的输入电流为：ｉｓ（ｔ）＝∞

ｎ＝１，３%４ＮＵｄｃｎπＺｎ

ｓｉｎｎδ２!"ｓｉｎｎπ

２!"

ｓｉｎ（

ｎωｔ－!

ｎ）（７）

图４串并联谐振式滤波器的等效电路

图３移相全桥变换器的关键波形

５０

图５

基波等效电路

式中!ｎ———串并联谐振式滤波器的输入电压超前输入电流

的角度

为方便分析，忽略高次谐波含量。仅考虑电流电压的基波分量。图５示

出其基波等效电路。

对应的基波输入阻抗为：Ｚ１＝ｊωＬｓ２＋ｊωＲｏＬｐ２

Ｒｏ＋ｊωＬｐ２

（８）

对应的串并联谐振式滤波器的基波输入电压超前基波输入电流的角度为：

!＝!１＝ｔａｎ－１

Ｌｐ２Ｒｏ２＋Ｌｓ２Ｒｏ２＋ω２

Ｌｓ２Ｌ２ｐ２

ωＬ２ｐ２Ｒｏ

!

"

（９）

令ｋ１＝ωＬｓ２ωＬｐ２，ｋ２＝ωＬｐ２Ｒｏ

，代入式（９）

得：!＝ｔａｎ

－１

１＋ｋ１＋ｋ１ｋ２２

ｋ２

!

"

（１０）由式（２）有：δｍｉｎ＝π

－２ｔａｎ－１１＋ｋ１

＋ｋ１ｋ

２２

ｋ

２

!"（１１）在满载情况下，若ｋ１，ｋ２取值合适，能使输入电压在最大值时，移相角δ仍然大于δｍｉｎ，

此时所有的开关管都能实现

ＺＶＳ。图６示出δｍｉｎ与

ｋ１，ｋ２的关系。由图可知，若ｋ２一定，则ｋ１越大，δｍｉｎ

越小，越容易实现ＺＶＳ。３．３

谐振式滤波器对外特性的影响

根据串并联谐振式滤波器的输入电压，得到输出电压的表达式为：

ｕｏ（ｔ）＝∞

ｎ＝１，３#４ＮＵｄｃｎπＺｉｎ

ｓｉｎｎδ２!"ｓｉｎｎπ

２!"

ｓｉｎ（ｎωｔ－%ｉｎ）

（１２）

考虑到高次谐波的含量很少，所以可忽略高次谐波的含量，有：Ｚｉ１＝

ｊωＲｏＬｐ２

ｊωＬｓ２（Ｒｏ＋ｊωＬｐ２）＋ｊωＲｏＬｐ２

（１３）

Ｕｏ＝ｕｏ（ｔ）ｎ＝１＝２２$πｓｉｎδ２!"

ＮＵｄｃ

１（

ｋ１＋１）２＋ｋ１２ｋ２２$（１４）

令输出电压系数Ｋ＝１（ｋ１＋１）２＋ｋ１２ｋ２２

$，若使得输出电压Ｕｏ′＝２２$π

ｓｉｎδ

２!"

ＮＵｄｃ一定，

则实际的输出电压为Ｕｏ＝ＫＵｏ′。图７示出输出电压系数Ｋ与ｋ１，ｋ２的关系。由图可知，ｋ１越小，

输出电压外特性越硬；ｋ２一定，则ｋ１越大，Ｋ

越小，越难达到额定的输出电压。这与实现ＺＶＳ的条件相反，

所以具体设计时，应在满足

输出电压外特性的情况下实现ＺＶＳ。

４

实验结果

为了验证该方案的可行性，完成了一台１０ｋＷ

的ＡＣ／ＡＣ变换器。所用主要数据：交流输入电压ｕｉｎ＝

３８０±１０％Ｖ；输出电压ｕｏ＝５００Ｖ，输出电压频率ｆｏ＝１１８ｋＨｚ，ｋ１＝０．０７，ｋ２＝４．２，Ｋ＝０．９，Ｌｓ＝４８μＨ，Ｃｓ＝４８ｎＦ，Ｌｓ＝２２μＨ，Ｃｐ＝７０ｎＦ；ＶＱ１￣ＶＱ４采用ＩＸＦＫ２７Ｎ８０Ｑ型

ＭＯＳＦＥＴ元件，

开关频率ｆｓ＝１１８ｋＨｚ，每个变压器的初次级变比ｎ＝１７／５。图８ａ示出满载阻性负载下输出电

压ｕｏ和输出电流ｉｏ的试验波形。图８ｂ示出５台变压器次级电压ｕａｂｆ、变压器的初级电压

ｕａｂ和初级电流ｉａｂ试验波形。由图８ｂ可见，由于滤波器的作用，变压器的ｕａｂ超前于ｉ

ａｂ。

图７Ｋ与ｋ１，ｋ２

的关系

图８试验结果

图６δｍｉｎ与ｋ１，ｋ２的关系１０ｋＷ高频输出逆变器的研制

５１

电力电子技术

ＰｏｗｅｒＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ

第４１卷第４期２００７年４月Ｖｏｌ．４１，Ｎｏ．４Ａｐｒｉｌ，２００７

!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!

（上接第４２页）降至

２Ｖ以内，

而基波电流为１２．３６２Ａ。可见，电流变压器的初级基波阻抗很低，为０．１６２Ω

，且开关管频率近似恒频。对比图１２ｂ，ｃ，ｄ可见，当电源输入频率在３６０～７２０Ｈｚ范围内变化时，各次谐波频率和基波频率也随之变化，新拓扑和基波补偿策略均能起到很好的滤波效果，这与理论推导也一致。

４

结论

针对新型航空电源变频交流供电的需要，提出了

一种新型实用的基于基波补偿策略的变频航空有源滤

波器，当电流源型逆变器注入的基波补偿电流和电网电流的基波电流满足Ｎｐｉｐ＋Ｎｓｉｓ＝０时，该新型有源滤波器对基波呈现低阻抗，而对谐波则呈现高阻抗；针对航空电源交流频率变化范围宽，导致谐波频率变化的特点，新拓扑无源支路采用单电容结构，能很好地达到滤除谐波的效果。通过对变频谐波源进行实验，证明了新拓扑和基波补偿策略的正确性和良好的补偿特性。

参考文献

［１］陈国柱．混合有源电力滤波器（ＨＡＰＦ）关键技术的研究［Ｄ］．浙江大学［博士论文］．２００１．

［２］

ＰｅｎｇＦＺ．ＡＮｅｗＡｐｐｒｏａｃｈｔｏＨａｒｍｏｎｉｃＣｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎｉｎＰｏｗｅｒＳｙｓｔｅｍｓ—ａＣｏｍｂｉｎｅｄＳｙｓｔｅｍｏｆＳｈｕｎｔＰａｓｓｉｖｅａｎｄＳｅｒｉｅｓＡｃｔｉｖｅＦｉｌｔｅｒｓ［Ｊ］．ＩＥＥＥＴｒａｎｓ．ｏｎＩｎｄｕｓｔｒｙＡｐｐｌｉｃａ－ｔｉｏｎｓ，

１９９０，２６（６）：９８３￣９９０．［３］吴卫民，童立青，钱照明，等．新型串联混合有源电力滤波器控制技术的研究［Ｊ］．中国电机工程学报，２００５，２５（３）：３７￣４３．

［４］王兆安，刘进军，杨君．谐波抑制和无功功率补偿［Ｍ］．

北京：机械工业出版社，２００４．

［５］

刘

军．一种新颖的双降压式半桥逆变器研究［Ｄ］．南京航空航天大学［博士论文］．２００３．

图１２

实验结果

图８ｃ示出满载下ＶＱ４的栅源驱动电压ｕｇｓＶＱ４及漏源电压ｕｄｓＶＱ４试验波形。图８ｃ可见，当ｕｇｓＶＱ４变为正时；ｕｄｓＶＱ４已经为零。此时，开关管的开通为零电压开通。当开关管关断时，其结电容了ｕｄｓＶＱ４的上升速率，因此开关管近似零电压关断。由此说明，开关管已实现了ＺＶＳ。图８ｄ示出空载下突加输入电压时的输入直流母线电压Ｕｄｃ和ｕｏ试验波形。由图８ｄ可见，变换器的启动时间为５ｓ左右。图８ｅ示出突加负载时的ｕｏ和ｉｏ试验波形。由图８ｅ可见，变换器的动态响应时间为２０μｓ左右。图８ｆ示出ｕｉｎ最小和最大移相角时ｕｏ的外特性曲线。图８ｇ示出输入电压为３８０Ｖ时样机效率η与输出功率Ｐｏ关系曲线。图８ｇ可见，

满载时的整机效率约在８３％左右。５

结论

研究了基于移相控制的全桥软开关高频正弦逆

变器；详细分析了开关管实现软开关的条件和串并联谐振式滤波器对ＴＨＤ，ＺＶＳ和输出电压外特性的影响。实验表明，该方案能够输出ＴＨＤ小于３％的高频交流正弦波，在典型负载为阻性时，从空载到满载范围内都能实现零电压开关，适用于大功率高频交

流电输出场合。

参考文献

［１］

肖

岚，叶亦青．一种新的高频输出零电压开关逆变器［Ｊ］．南京航空航天大学学报，２００５，３７（３）：３５４￣３５９．

［２］阮新波，

严仰光．脉宽调制ＤＣ／ＤＣ全桥变换器的软开关技术［Ｍ］．北京：科学出版社，１９９９．［３］ＭｅｉＱｉｕ，ＪａｉｎＰＫ，ＨａｉｂｏＺｈａｎｇ．ＡｎＡＰＷＭＲｅｓｏｎａｎｔＩｎ－

ｖｅｒｔｅｒＴｏｐｏｌｏｇｙｆｏｒＨｉｇｈＦｒｅｑｕｅｎｃｙＡＣＰｏｗｅｒＤｉｓｔｒｉｂｕ－ｔｉｏｎＳｙｓｔｅｍｓ［Ｊ］．ＩＥＥＥＴｒａｎｓ．ｏｎＰｏｗｅｒＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ，２００４，１９：１２１￣１２９．

［４］ＷｅｎｎａｎＧｕｏ，ＰｒａｖｅｅｎＫＪｉａｎ．ＡＬｏｗＦｒｅｑｕｅｎｃｙＡＣｔｏＨｉｇｈＦｒｅｑｕｅｎｃｙＡＣＩｎｖｅｒｔｅｒｗｉｔｈＢｕｉｌｄ－ＩｎＰｏｗｅｒＦａｃｔｏｒＣｏｒ－

ｒｅｃｔｉｏｎａｎｄＳｏｆｔ－ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ［Ｊ］．ＩＥＥＥＴｒａｎｓ．ｏｎＰｏｗｅｒＥｌｅｃ－ｔｒｏｎｉｃｓ，２００４，１９：４３０￣４４２．［５］

ＺｈａｎｇＪＭ，ＸｉｅＸＧ，ＱｉａｎＺｈａｏｍｉｎｇ，ｅｔａｌ．Ａ３０Ｖ／１ＭＨｚＡＣ／ＡＣＣｏｎｖｅｒｔｅｒｆｏｒＨｉｇｈＦｒｅｑｕｅｎｃｙＡＣＤｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄＰｏｗｅｒＳｙｓｔｅｍＡｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ［Ａ］．ＩＥＥＥＥｉｇｈｔｅｅｎｔｈＡｎｎｕａｌＡＰＥＣ’０３．［Ｃ］．２００３：７９５￣７９８．"""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""#

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