高频多相式控制器

特色

● 可操作在兩相、三相或四相 ● 5伏特到15伏特的操作範圍 ● 每相高達1MHz 的可規劃切換頻率 ● 強制電流分享形式(Forced current

sharing)電流模式控制

● 百分之ㄧ誤差的內部參考電壓0.7伏特 ● 真實遠端(true remote)檢測式差動放大 ● 電阻式或DCR 式的電流檢測 ● 電流檢測式的故障保護 ● 可規劃的負載端

● 與UCC37222預測式閘極驅動技術驅動

器相容

● 24支接腳的省空間TSSOP 包裝

應用場合

● 網路伺服器 ● 電路網路設備 ● 電信設備

● 直流電源分散式系統

PW 包裝 (俯視圖

)

(1)

說明

TPS40090是一個兩相、三相或四相的可規劃同步降壓型轉換器控制器，此一控制器相當適用於電源可由5伏特到15伏特的分散式電源提供，低壓大電流的應用場合。多相式的轉換器可比單一功率級的轉換器提供更多的優點，這些優點包括在輸入與輸出電容上有較低的電流漣波、對於負載變化有快速的暫態響應、更佳的能量處理能力與較高的系統效率。 每一相可操作在高達1MHz 的切換頻率，因此在四相的應用裡將在輸入端與輸出端造成等效為4MHz 的漣波頻率。如圖1所示，一個兩相式的設計其開關驅動波形將操作在180度的相位差；一個三相式的設計其開關驅動波形將操作在120度的相位差；一個四相式的設計其開關驅動波形將操作在90度的相位差。 將想要禁能相的PWM 輸出腳連接到晶片內部5伏特低電壓調節器的輸出，便可決定相的數目。所以在兩相的操作中，偶數相的輸出必須被禁能。

TPS40090使用強制電流分享形式的定頻率峰值電流模式控制法。當與電壓模式比較時，電流模式的迴授迴路比較簡單，且可減少對輸入端變動的靈敏度。本控制器利用一個與輸出電感串聯的檢測電阻；或是使用濾波器電感的DCR(直流成分電阻)(為了提高效率)來進行相電流的檢測。第二種方法乃是使用R-C 電路來產生與電流成比例的信號 (如圖10所示)。 R-C 值的選擇方法乃是使R-C 電路與電感的時間常數相同：即R-C=L/DCR 。不論是利用哪一種電流檢測方法，其電流信號都將被放大並且疊加到電壓誤差放大信號以提供電流模式PWM 控制。

使用者也可以規劃輸出電壓的壓降以改善暫態視窗範圍(transient window)，並減小輸出濾波器的體積。本元件其他的特性還包括單一電壓的操作、準確的差動檢測放大器、可規劃的電流、(soft-start)啟動與電源良好(電源良好)指示信號。

兩相的簡化應用圖

訂購資訊

絕對最大額定值

建議操作條件

PW包裝

(俯視圖)

電氣特性

電氣特性

端點功能

端點

名稱編號

I/O描述

BP5 22 O內部5伏特調節器的輸出，需連接一個4.7µF的電容到地。在5伏特的

應用場合中這個接腳需要連接到VDD。

COMP 9 O誤差放大器的輸出。這支接腳的電壓將會決定PWM的導通週期(duty cycle)。

CS1 1 I CS2 2 I CS3 3 I CS4 4 I 用來檢測每一相的電感電流。電感電流可以使用外接的電流檢測電阻；或是使用外部電路與電感本身的直流阻抗來量測。它們也可用來作為過電流保護與各相間的電流分享。

CSCN 5 I 電流檢測電阻或濾波電感的共地點。

DIFFO 11 O差動放大器的輸出。這支接腳的電壓將反應出真實的輸出電壓，而不會

包括PCB板線路上因大電流所造成的電壓降。

DROOP 7 I 用來控制壓降的大小。在REF接腳與這支接腳間的電阻可設定想要的壓

降量。

EN/SYNC 24 I 當本輸入腳接到高邏輯準位時可以致能控制器的操作。在本接腳上輸入

脈衝信號則會使得主振盪器與外部時脈振盪源的正緣信號同步。外部脈

衝信號必須使用比RT接腳上的電阻所設定的主振盪器振盪頻率還要高

才行。

FB 10 I 誤差放大器的反向端輸入。在閉迴路的操作中，這支接腳上的電壓是相

當於內部參考準位700毫伏特。這支接腳也同時用在PGOOD與OVP

的比較器上。

GND 17 - 晶片的接地腳位。

GNDS 13 I 差動放大器的反向端輸入信號。這支接腳需要連接到負載端的地準位。ILIM 6 I 用來設定每一週期(cycle-by-cycle)的電流門檻。如果電流達到ILIM

門檻的話，PWM的週波將會被終止，因此轉換器的輸出電流也會受到

。在此情形下，輸出最後會達到低電壓保護值，此時控制器便

會進入hiccup保護模式。控制器會維持hiccup保護模式七個連續週期，

在第8週期時控制器會試著重新啟動。

PGOOD

14

O電源良好指示信號

PWM1 21 O PWM2 20 O PWM3 19 O PWM4 18 O 控制外部驅動器的相移PWM輸出信號。這個信號的高準位輸出將控制著PWM週期大小。而低準位的輸出將會控制著同步整流器。您必須使用下列的連接方式來規劃不同的操作模式：三相操作時將PWM4連接到5伏特；兩相操作時將PWM2與PWM4連接到5伏特。

REF 8 O內部0.7伏特的參考電壓輸出。

RT 16 I 接在本接腳到地間的電阻可設定振盪頻率。

VIN 23 I 本元件的電源輸入腳位。本接腳需要不容易受到干擾。

VOUT 12 I 差動放大器的非反向端輸入。這支接腳需要連接到負載端的VOUT接點。功能方塊圖

應用資訊

功能描述

TPS40090是一個同時擁有多相式控制、同步處理、峰值電流模式的降壓型轉換器控制器。此控制器使用外部的閘極驅動器來操作N通道功率電晶體。本控制器可用來設計兩相、三相或四相的電源供應器。

本控制器利用一個與濾波電感串聯的檢測電阻；或是使用濾波器電感的直流成分電阻以產生一電流正比信號來進行相電流的檢測。

本控制器的其他特性包括：提供了單一電壓操作，具UVLO功能的LDO調節器；可精準調節輸出電壓的差動輸入放大器；可依使用者規劃的操作頻率；與外部同步的能力；可規劃的逐一脈波過電流保護；輸出過電壓保護；與輸出低電壓停機功能。

差動放大器

增益為一的高頻寬差動放大器使得本元件在使用者定義的操作點上具備很好的調節能力；同時也降低了電路佈線時的。輸出電壓的量測乃是利用VOUT與GNDS兩支接腳，而控制輸出電壓的分壓器則是連接到放大器的輸出(DIFFO)。本差動放大器只適用於輸出電壓低於3.3伏特以下的操作狀況。

如果不需要使用差動放大器，或是輸出電壓的需求高於3.3伏特時，可將GNDS接腳連接到BP5接腳來關閉這個差動放大器。在這個狀況下，控制輸出電壓的分壓器必須直接連接到轉換器的輸出。

電流的檢測與平衡

本控制器使用峰值電流模式控制方法，而此方法本身就可以讓電流具有某種程度的平衡。使用電流模式時，電流迴授的準位必須符合某些條件（與責任週期相關）以避免次諧波不穩定現象，此一條件即俗稱的斜率補償。然而此一需求將會降低相間的電流平衡情形。為了克服此一問題，本元件採用專利的強迫每相電流去追隨的獨立電流迴路作為控制架構。此一方法在不受控制器小訊號響應的特性影響的前提下有效地完成高度的電流分享。

高頻寬的電流放大器可使用下列的電壓作為輸入：精密電流檢測電阻上的電壓降；由R-C電路網路所產生的電感DCR電壓；電感DCR上的溫度補償電壓。本元件提供了多樣化的電流感測方法，因此可有效的降低成本與複雜度等考量。本元件可提供比使用低側MOSFET電流感測方法的控制器更優越的效能。

設定控制器的組態

本控制器預設為操作在四相的組態。若需要其它數目的相時，則是利用將不需要之相的PWM輸出拉到BP5。舉例而言(如圖1所示)：當操作於三相時，不需要的第四相輸出PWM4必須被連接到BP5；操作於兩相時，第二相輸出PWM2與第四相輸出PWM4必須被連接到BP5。

啟動

連接到BP5接腳與軟啟動接腳的電容可設定啟動的時間。當EN是高準位時，連接到BP5接腳的電容將會被晶片內部的LDO充電，如圖2所示。

當BP5接腳上的電壓超過本元件的低電壓門檻時，電源啟動重置功能會被清除，則修正後(calibrated) 的電流源將會開始對軟啟動的電容充電。在啟動的過程中，PGOOD接腳都是維持在低準位。電容上的上升電壓會用來當作誤差放大器參考電壓，這可以確保讓系統是以閉迴路的方式啟動。當軟啟動接腳上的電壓達到參考電壓V REF =0.7伏特的等級時，轉換器的輸出將會達到所設定的工作點，且軟啟動電壓之後的上升量將對輸出電壓不再有任何影響。

當軟啟動電壓達到1.0伏特的等級時，電源良好 (PGOOD接腳)的功能將會被確認，PGOOD接腳上將會有輸出。正常的情況下，此時PGOOD接腳將會是高準位。SS接腳開始上升到PGOOD 接腳上有輸出所需的時間為：

輸出電壓的設定

轉換器的輸出電壓是由R1/R2所設定，而此分壓是來自於差動放大器的輸出。分壓電路的中間節點是連接到誤差放大器的反向端輸入(FB)，如圖5所示。

電流檢測故障的保護

有強制電流分享的多相式控制器天生容易受到電流檢測元件故障的影響。當發生此類的故障時，所有的負載電流都會由發生故障的相電路提供，這通常會造成嚴重的後果。為了處理此類的問題，當有任何的電流檢測端點是開路或短路到地時，TPS40090控制器會進入保護模式並不會啟動。檢查電流檢測故障的電路只有在晶片初始化時才動作，因此若正常操作時發生電流檢測元件故障時，本元件將無法進行保護。

過電壓保護

如果在FB接腳(VFB)上的電壓超過VREF達16%以上，則TPS40090將會進入過電壓的狀態。在這種狀況下，控制器連到外部驅動器的輸出信號將會被拉到低準位，且將造成驅動器強制所有在高側的功率電晶體成為截止的狀態；而在低側的功率電晶體則成為導通的狀態。只要V FB的電壓準位一降到所調節的準位，系統將會回復到正常的操作狀態。

過電流保護

過電流保護功能將會監控著各個電流檢測輸入訊號的電壓等級，並將它們與ILIM上的電壓做比較(ILIM上的電壓是由控制器參考電壓的分壓所設定的)。若有某相超過V ILIM/2.7的門檻電壓時，則此相的PWM週波將會被終止。在ILIM接腳上的電壓等級是由下列式子所定義的：

其中

● I PH(max)是准許的最大相電流值

● R CS是電流檢測電阻所使用的值如果過電流的狀況一直持續，則每一相的PWM週期都將會被過電流信號所終止。這將使得轉換器的輸出電流處於定電流模式，且此輸出電流與ILIM電壓成正比。最後，轉換器將無法達到輸出的供給與需求平衡，且輸出電壓將會下降。當達到低電壓的門檻時，轉換器將進入hiccup 保護模式。在此模式中，控制器將會停止，且輸出電壓也不再調節，軟啟動接腳的功能將會改變。此時軟啟動接腳將變成糾錯控制電路的計時電容，且週期性地被糾錯控制電路充電與放電。在經過七次的hiccup週期後，控制器會試圖恢復到正常操作，如果過載的狀況一直沒有排除，則控制器將會永遠處於hiccup模式。在這種狀態底下，輸送到負載的平均電流大約會是所設定過電流值的1/8。

低電壓保護

如果FB接腳上的電壓值低於低電壓保護門檻值(84.5%)時，控制器將會如過電流保護小節所描述地一樣進入hiccup模式。

不理會故障的操作

如果透過外部電路讓SS接腳的電壓升不會超過1伏特時，控制器將不會處理與回報大部分的故障，且PGOOD接腳的輸出將會維持低準位。此時只有過電流保護功能與電流檢測故障保護功能仍有動作。當超過過電流保護的門檻電壓時，控制器仍會逐個脈波的停止PWM週期，不過此時控制器不會進入hiccup模式。

設定切換頻率

控制晶片的振盪頻率是由從RT接腳連接到地的計時電阻所決定的。

其中K PH參數會依動作相的數目而不同。在兩相與三相的架構時，K PH =1.333；在四相的架構時，K PH =1.0。f PH是單相的頻率且單位為KHz。最後所算出的電阻值RT其單位為K毆姆。

使用下述的方程式可算出輸出的漣波頻率：

其中

● N PH是轉換器所使用的相總數

控制器的切換頻率可與外部的振盪源同步，此外部振盪源是由EN/SYNC接腳輸入，且它必須略高於內部振盪器的原始頻率以讓同步可以發生。

設定輸出電壓的電壓降

在很多的應用場合中，當負載電流增加時，系統往往故意讓轉換器的輸出電壓產生電壓降。這個方法（有時被稱為主動式負載規劃(active load line programming)）使得電壓調節範圍的利用率增加，同時可降低維持相同的負載電流變動時所需的輸出電容總量。接在REF接腳到DROOP 接腳間的電阻可以用來設定所想要的輸出電壓降。

其中

● V DROOP是最大負載電流I OUT時的電壓降

● N PH是相的數目

● R CS是電流檢側電阻的值

● 2500歐姆是電流檢測接腳到DROOP間的轉導值(transconductance)

● V CSx是在各電流檢測接腳上的平均電壓

迴授迴路的補償

TPS40090操作於峰值電流模式，且轉換器將會展現出單極點的響應特性，並伴隨著一個ESR 所造成的零點。如圖7所示，第二型式的補償網路通常已可適用。

以下的方程式可用來計算負載極點與ESR零點的位置

為了達到所想要的頻寬，誤差放大器必須補償在交越頻率上調變器增益的損失，這通常可利用在負載極點的位置上放置一個零點來完成。ESR的零點將會在高頻時改變調變器原有的-1斜率。為了補償這個變化，誤差放大器轉移函數的極點須放在ESR零點的頻率上，如圖6所示。

以下所示的方程式可用來在選擇誤差放大器補償電路的元件時提供參考。建議先固定電阻R1的電阻值，因為這可以在不影響補償電路的情況下簡化輸出電壓的調整動作。

採用允許輸出電壓產生電壓降的方法來減少濾波電容的大小值將會改變調變器的轉移函數，如圖8所示。

這個電壓降的函數，就如同輸出電容的ESR一樣，將會在交越頻率的左邊某處產生一個零點。

為了補償這個零點，需要在誤差放大器的轉移函數上補上一個相同頻率的極點。若仍是使用第二型式補償網路的話，其電容C2值將會與不容許電壓降時的電容值有所不同。

當試圖在理論極限頻率附近完成閉回路迴授控制時，可先使用上述的考量當作一個近似值；接著便可實際進行閉回路各參數的量測。理論與實際設計值的差距主要是由於切換頻率以及電壓與電流放大器的頻寬所造成的，如圖9所示。

DCR電流檢測的熱補償

檢測與電流成正比的信號時，使用電感DCR的電流檢測方式是一個已知的無損耗技術。方程式(14)與(15)描述了在任何頻率下，計算DCR電壓降的方法。(請參見圖10)

在電容上的跨壓等於電感DCR上的電壓降，當電感的時間常數與R-C電路的時間常數相同時，則V C = V DCR：

如圖10中電路所產生的輸出信號會受到溫度的影響，這主要是因為銅規格電阻的正溫度係數特性所導致的，如式(17)所示。

電感鐵心的溫度變化在實際的應用中很容易便會超過100℃，並將導致在輸出信號上產生大約40%的變動量，此一變動量會使得過電流值以及負載線(load line)的值產生變化。

如圖11所示的簡單電路(由被動元件製成，包含著一個NTC電阻)可提供幾乎完全的銅溫度變動量補償。

您可使用下述的演算法與說明來決定電路中的各元件數值。

1.計算電路在25℃時的等效阻抗，並使其符合在方程式(18)中的電感參數。在本應用場合中，

建議使用COG型式的電容。舉例來說，若L=0.4 µH, 則DCR=1.22 mΩ, C=10 nF; RE=33.3 kΩ時。建議將R E值保持在小於50千歐姆的範圍，因為若這個值過大的話，可能電流檢測故障保護的誤觸發。

2.必須要去設定電路在25℃的衰減值K DIV(25)。舉例來說，K DIV(25)=0.85。衰減值K DIV(25)>0.9

會使得NTC電阻的需求值變大，所以也較難從供應商取得；而衰減量低於0.7的話大體上會降低電路的輸出信號。

3.以已計算出的R E與K DIV(25)為基礎，計算並挑選出最接近標準值的電阻R=R E/ K DIV(25)。

以上述的例子來說R=33KΩ/0.85=38.8KΩ。以誤差為1%的精密電阻標準產品來說，最接近的值為R=39.2KΩ。

4.選擇兩個溫度值以進行曲線近似。舉例來說，T1=50℃與T2=90℃。

5.找出在這些溫度下所需要的相對R THE值。

以上述的例子來說，R THE1=0.606；R THE2=0.372。

6.從NTC電阻的資料手冊中找出符合所需特性曲線之電阻的相對阻抗值。以上述的例子來

說，Vishay公司的NTHS NTC電阻17號曲線R NTC1=0.3507與R NTC1=0.8652。

7.計算電路所有電阻(包含NTC電阻在內)的相對電阻值。

以上述的例子來說，R1R=0.281；R2R=2.079；與RNTC R=1.1。

8.如同R THE(25)一樣，計算NTC電阻的絕對值。在上述的例子中，R NTC=244.3KΩ。

9.用所選擇的曲線類型找出NTC電阻的標準值。萬一在所想要的外型或曲線類型的NTC裡找

不到接近值的話，則選用其他類型的NTC電阻，並重複步驟6與步驟9。在這個例子裡，編號NTHS042N17N2503J的NTC電阻，其R NTCS(25)=250KΩ已足夠接近所計算的值。10.針對所選用的NTC電阻計算其縮放比例，即在選用的NTC值與計算的NTC值間的比例。

在這例子裡K=1.023。

11.計算其餘電路的電阻值。

以上述的例子來說R1C=58.7KΩ與R2C=472.8KΩ，以誤差為1%的精密電阻標準產品來說，選擇R1=39.2KΩ與R2=475KΩ，如此便完成了DCR電流檢測器溫度補償網路的設計。

圖24說明了所設計之電路與所需功能的接近程度。

設計範例

本公司亦提供設計範例。請參考TPS40090EVM-001使用手冊(SLUU175)。