中图分类号：TM4 密 级： 公 开
硕士学位论文
基于DSP的电源数字控制研究
| 硕士生姓名 | 李春燕 |
| 一级学科 | 电气工程 |
| 学科、专业 | 电力电子与电力传动 |
| 研究方向 | 航空电源 |
| 指导教师 | 严仰光教授 陈新博士 |
二○○四年二月
A Master’s Dissertation
Research on DSP Based Digital Control for
Power Supply
By
LI Chunyan
College of Automation Engineering
Nanjing University of Aeronautics and Astronautics
Nanjing P. R. C
February 2004
摘 要
微电子集成技术的发展为电力电子控制技术提供了新的思路，由六十年代的分立元件发展到后来的集成电路、大规模集成电路、微处理器等，为功率变换的控制带来了极大的方便。由此产生的数字控制方法因其可重复性强、耐用性强、适应性强等优点，越来越受到人们的重视。本文采用数字信号处理器DSP建立数字控制平台，将开关电源的控制数字化，取得了良好的控制效果。
本文的主体由三个部分组成，分别在第二、三、四章进行阐述。
第二章介绍了DSP芯片的产生发展，对不同生产厂家生产的DSP芯片性能做了详细的介绍。本文主要使用了两种DSP芯片，分别为Motorola公司的DSP56F8323和TI公司的TMS320LF2407A。第二章在介绍过芯片性能之后，又分别就两种芯片的外围电路设计做了详细的介绍。最后对两种芯片的性能做了分析对比。
第三章主要介绍单相功率因数校正的数字控制方法。首先简单总结了谐波污染对电网的危害，指出了功率因数校正的必要性，并且介绍了目前常用的功率因数校正控制方法。其次对单相功率因数校正功率电路中的主要元器件参数进行了设计和选择。最后建立了单相Boost PFC电路的数学模型，介绍了数字调节器的设计方法，并进行了仿真和实验验证。
第四章主要介绍三电平逆变器的数字控制方法。首先，分析介绍了空间矢量控制在三相三电平逆变器控制中的应用，采用了一种简单的空间矢量算法，简化了实时计算。然后分析了不同空间矢量对直流电容电压的影响，提出了一种直流侧电容电压平衡的方法。最后对提出的算法进行了仿真验证。
第一章为绪论，主要介绍了电力电子技术，电源控制技术，以及数字控制技术的发展情况，介绍了课题的研究背景和研究目的。
第五章为全文小结，总结了整个课题的研究内容，并提出课题的沿继研究工作设想。
关键词：数字控制，数字信号处理器，功率因数校正，三电平逆变器，空间矢量控制
Abstract
The development of microprocessor provides a new method for switching mode power supply control — digital control. Digital control has many advantages such as repeatability, durability, adaptability and so on. This thesis focuses on the study, implementation and improvement of a DSP based digital controller.
This thesis mainly includes three parts, which are described in detail in chapter 2, chapter 3, and chapter 4 respectively.
Chapter 2 introduces the development of DSP chips. There are two kinds of DSP chip used in this thesis — Motorola’s DSP56F8323 and TI’s TMS320LF2407A. The hardware design of these two DSP chips is described in this chapter and the performance of these two DSP chips is compared at the end of this chapter.
Chapter 3 focuses on the digital control of Power Factor Corrector (PFC). First, the damages of low power factor and the importance of PFC are presented. Secondly, the main parts of the hardware are designed and selected. Last, the control-to-output transfer function of Boost PFC converter is found. The parameters of digital adjuster are calculated. Simulink and experiment results prove the correction of the design.
Chapter 4 focuses on the theory of Voltage Space Vector Pulse Width Modulation (SVPWM) and its control strategy. A fast space vector modulation algorithm for 3-level 3-phase converter is also described in this chapter. Simulink results prove the correction of the control strategy.
Keywords: digital control, Digital Signal Processor, PFC, 3-level inverter, Space Vector Modulation
第一章 绪论
1.1 电力电子技术概述[1],[2],[3]
电力电子技术（Power Electronics）是二十一世纪重要的关键技术之一。美国电气和电子工程师协会（IEEE）对电力电子技术的阐述是：“有效地使用电力半导体器件，应用电路和设计理论以及分析开发工具，实现对电能的高效能变换和控制的一门技术，它包括电压、电流、频率和波形等方面的变换。”[1]
电力电子技术的基本特点之一是能以小信号输入控制很大的功率输出，放大倍数极大，这就是电力电子设备成为强、弱电之间接口的基础。微电子和计算机技术的新成就，可以通过这一接口移植到传统工业产品，可以促使传统产品的更新换代。当今机电产品技术上的突破主要在于电子化。电力电子器件的另一个基本特点是工作于开关状态，正向压降低而反向漏电流小，从而在理论上保证了各类电力电子设备所共有的节能性能。我国缺电严重，另一方面却用电严重浪费，矛盾十分尖锐。电力电子技术的应用正是解决这一矛盾的有力措施[2]。
电力电子器件是电力电子技术的基础，电力电子技术是随着电力半导体器件的发展而发展的。从1957年以晶闸管为核心的传统电力电子技术阶段开始，到70年代后期可关断晶闸管、电力晶体管及其模块的问世，期间伴随着微电子技术和电力电子技术的发展与结合。其后出现的功率场控晶体管、绝缘门极晶体管等形成了一个新的全控型器件大家族。这些器件正沿着功率化、快速化、模块化和智能化的方向发展。
在高电压大电流的应用中（如高压直流输电、无功补偿等），目前晶闸管仍占主导地位，在中小容量的电力电子设备中，IGBT和MOSFET应用则比较广泛。
电力电子器件和电力电子电路之间的关系十分密切，新器件的出现会促使电路达到新的水平，新的电路设计又反过来对器件提出新的要求。随着电力电子器件的功率化、高速化，电力电子电路的容量水平和工作频率不断提高，电能变换的质量也越来越好[1]。
应用电力电子技术构成的变流装置，按功能可分为以下几种类型[2]：
可控整流器 把交流电压变换成固定或可调的直流电压；
逆变器 把直流电变换成频率固定或可调的交流电；
交流调压器 把固定或变化的交流电压变换成可调或固定的交流电压；
斩波器 把固定或变化的直流电压变换成可调或恒定的直流电压。
电力电子技术是重要的支撑科技，据美国总统科学和技术顾问委员会提出，国家关键性的科技领域有七个方面：能源、环保、资讯与通信、生命科学、材料和交通，每一领域无一不和电力电子有关。电力电子技术应用广泛，有着深远的美好前景[3]。
1.2 数字信号处理概述[4]
数字信号处理（Digital Signal Processing，简称DSP）是一门涉及许多学科而又广泛应用于许多领域的新兴学科。20世纪60年代以来，随着计算机和信息技术的飞速发展，数字信号处理技术应运而生并得到迅速的发展。
数字信号处理是利用计算机或专用处理设备，以数字形式对信号进行采集、交换、滤波、估值、增强、压缩、识别等处理，以得到符合人们需要的信号形式。
数字信号处理的实现方法一般有以下几种：
1．在通用的计算机（如PC机）上用软件（如Fortran、C语言）实现；
2．在通用计算机系统中加上专用的加速处理机实现；
3．用通用的单片机（如MCS-51、96系列等）实现，这种方法可用于一些不太复杂的数字信号处理；
4．用通用的可编程DSP芯片实现。与单片机相比，DSP芯片具有更加适合于数字信号处理的软件和硬件资源，可用于复杂的数字信号处理算法；
5．用专用DSP芯片实现。在一些特殊的场合，要求的数字信号处理速度极高，用通用DSP芯片很难实现，例如专用于FFT、数字滤波、卷积、相关等算法DSP芯片，这种芯片将相应的信号处理算法在芯片内部用硬件实现，无法进行编程。
在上述几种方法中，第1种方法的缺点是速度较慢，一般可用于DSP算法的模拟；第2种和第5种方法专用性强，应用受到很大的，第2种方法也不便于系统的运行；第3种方法只适用于实现简单DSP算法；只有第4种方法才使数字信号处理的应用打开了新的局面。
DSP芯片，也称数字信号处理器，是一种特别适合于进行数字信号处理运算的微处理器，其主要应用是实时快速地实现各种数字信号处理算法。根据数字信号处理的要求，DSP芯片一般具有以下主要特点：
⏹在一个指令周期内可完成一次乘法和加法；
⏹程序和数据空间分开，可以同时访问指令和数据；
⏹片内具有快速RAM，通常可通过的数据总线在两块中同时访问；
⏹具有低开销或无开销循环及跳转的硬件支持；
⏹快速的中断处理和硬件I/O支持；
⏹具有在单周期内操作的多个硬件地址产生器；
⏹可以并行执行多个操作；
⏹支持流水线操作，使取址、译码和执行等操作可以重叠执行。
1.3 课题背景和研究目的[4],[5],[6]
随着工业和科学技术的发展，用户对电能质量的要求越来越高。包括市电在内的所有原始电能可能满足不了用户的要求，必须经过处理后才能使用，电力电子技术在这种处理中起到了重要的作用。传统的开关电源控制多为模拟控制或模拟与数字相结合的控制系统，其缺点为：
1．控制电路的元器件比较多，体积庞大，结构复杂；
2．灵活性不够，硬件电路一旦设计完成，控制策略就不能改变；
3．调试比较麻烦，由于元器件特性的差异，致使电源一致性差，且模拟器件的工作点漂移，会导致系统参数的漂移，从而给调试带来不便。
因此，传统的控制方案在许多场合已不适应新的要求。
随着高速、廉价的数字信号处理器（DSP——Digital Signal Processor）的问世，于是便出现了数字电源（DPS——Digital Power Supply），其优点有:
1．数字化更容易实现数字芯片的处理和控制，避免模拟信号传递的畸变、失真，减少杂散信号的干扰；
2．便于系统调试，尝试各种不同的控制方法；
3．如果将网络通迅和电源软件调试技术相结合，可实现远程遥感、遥测、遥调。
随着数字信号处理（DSP）技术的成熟和普遍，新一代的数字信号处理器(DSP)采用哈佛结构、流水线操作，即程序、数据存储器彼此相互，在每一时钟周期中能完成取指、译码、读数据以及执行指令等多个操作从而大大减少指令执行周期。另外，由于其特有的寄存器结构，功能强大的寻址方式，灵活的指令系统及其强大的浮点运算能力，使得DSP不仅运算能力较单片机有了较大地提高，而且在该处理器上更容易实现高级语言。正是由于其特殊的结构设计和超强的数据运算能力，使得DSP能用软件实现以前需用硬件才能实现的功能，也同样使数字信号处理中的一些理论和算法可以实时实现。
数字控制由于其控制理论与实施手段的不断完善，且因为其具有高度集成化控制电路、精确的控制精度、以及稳定的工作性能，如今已成为功率电子学的一个重要研究方向，而且数字控制也是最终实现电源模块化、集成化、数字化、绿色化的有效手段。
本文研究的内容是基于DSP的数字化开关电源研究，将数字化控制应用到AC/DC、DC/DC、DC/AC等电能变换领域，验证了不同开关电源的控制都可以通过数字控制来实现，使得硬件平台具有更加广泛的通用性。
控制技术研究的进展是推动开关电源性能和技术水平不断提高的基本因素之一，通过数字控制可以在同样的硬件环境下采用不同的控制策略，满足不同情况下的不同需要。“小、轻、薄”是当今开关电源发展的主要趋势，数字控制的应用大大简化了控制电路，因此也成为未来开关电源的发展方向之一。
1.4 本文研究的主要内容
针对本文研究的内容，对TI以及Motorola的DSP进行了详细的介绍以及功能的比较；设计了两个公司不同型号DSP的外围硬件电路；深入研究了平均电流型PFC控制方案，将其算法数字化，并移植到DSP进行数字控制；设计了Boost-PFC主电路，提出了电路器件的设计方案；深入研究了SVPWM控制三电平逆变器控制方法，对算法进行了仿真；设计并调试完成三电平逆变器的硬件电路及其控制软件。
本文第二章阐述了DSP芯片的特点及其在电力电子领域的应用。其主要内容包括：1.DSP芯片的结构特点及应用领域；2.TMS320LF2407A的性能特点及其外围电路设计；3.DSP56F8323的性能特点及其外围电路设计；4.对不同型号DSP的优缺点进行总结，对其性能进行比较。
本文第三章阐述了DSP在AC/DC领域的应用，详细介绍了基于DSP56F8323的Boost-PFC电路硬件及软件设计。其主要内容包括：1.Boost-PFC硬件电路设计；2.Boost-PFC电压调节器，电流调节器的设计；3.Boost-PFC软件结构设计以及资源规划；4.试验结果及总结。
本文第四章阐述了DSP在DC/AC领域的应用，详细介绍了基于TMS320LF2407A的三电平逆变器硬件及软件设计。其主要内容包括：1.三电平逆变器的硬件电路设计；2.SVPWM控制三电平逆变器的控制思路及其算法，并且用MATLAB进行仿真。
本文第五章对全文进行了总结，并对进一步的研究工作进行了展望。
第二章 数字控制器的原理及硬件构成
2.1 引言
随着控制策略与控制实现手段的不断发展和完善，尤其是数字信号处理技术的飞速发展，功率电子学的数字控制技术有了更广阔的发展空间，实践证明，采取数字控制技术不仅是实现功率电源模块化、集成化、小型化的必然手段，同时还具有控制精确、工作可靠稳定、损耗低效率高等优点，因此是目前电力电子发展的一个主流方向。
在本文后述的AC/DC，DC/AC变换器中，都将DSP作为系统的控制核心，验证了DSP在电力电子领域的广泛应用，当被控系统发生变化时，只要设计好功率电路与控制电路的接口，无需更改控制板，只需要在DSP中装入新的程序即可，例如在Boost-PFC电路中使用的控制板与其后级DC/DC电路的控制板就是完全一样的，可以互换使用。另一方面，对于同样的功率电路，如果希望变化控制策略，只要编写新的程序，硬件方面根本不需要改动。
2.2 DSP芯片的概述[4],[7],[8]
数字信号处理系统具有如下优点：(1) 接口方便。DSP系统与其它以现代数字技术为基础的系统或设备都是相互兼容的；(2) 编程方便。DSP系统中的可编程DSP芯片可使设计人员在开发过程中灵活方便地对软件进行修改和升级；(3) 稳定性好。DSP系统以数字处理为基础，受环境温度以及噪声的影响较小，可靠性高；(4) 精度高。一个简单的16位数字系统可以达到10-5的精度；(5) 可重复性好。模拟系统的性能受元器件参数性能变化影响比较大，而数字系统基本不受影响，因此数字系统便于测试、调试和大规模生产；(6)集成方便。DSP系统中的数字部件有高度的规范性，便于大规模集成。[4]
DSP芯片与普通CPU的区别在于：[7]
1．普通CPU做乘法和加法都要调用相应的乘法、加法函数；做循环时要有循环变量，每次循环变量加1后再判断是否已经循环了n次这一过程是比较慢的。而DSP则在硬件设计上针对这类计算采取了一些独特的设计，以求最快的运算速度，以至于趋于模拟电路的延迟时间。
DSP能在一个时钟周期内完成加法和乘法运算。在乘法的指令执行方式上，DSP的小数乘法在算法上分定点算法DSP和浮点算法DSP。在定点类DSP中小数点的位置是固定的，不论定点的还是浮点的DSP，乘法器都是用硬件逻辑完成的，乘法可以在一个指令周期内完成。
在循环方面，DSP有诸如重复n次（repeat n）或循环n次（do loop n）等指令，使DSP能迅速完成n次循环，而不必每次都检查是不是已经循环了n次了。
2．DSP采用哈佛结构，而传统CPU多采用冯·诺曼结构（Von Neuman）。冯·诺曼结构指的是将程序与数据统一编址，不区分存储器的程序空间和数据空间；而哈佛结构是将程序空间与数据空间分开编址，这样在DSP处理数据空间运算与数据传输的同时可以并行地从程序空间读取下一条指令。采用哈佛结构，将程序空间与数据空间分开编址的好处是速度快，读程序和读/写数据可以同时进行。
3．DSP在内核设计方面还有一个特点是采用多重流水线结构。流水线结构的层次深度可以从3级到6级。程序的执行过程大致可分为读指令、指令译码、指令执行等几个阶段。DSP在第一个时钟周期内读第一条指令；在第二个时钟周期内在译码第一条指令的同时读入第二条指令；在第三个时钟周期内执行第一条指令，译码第二条指令，同时读如第三条指令。这样，虽然执行一条指令仍需要3个周期，可是由于并行的流水线处理，看起来好像每条指令都是在1个周期内完成的。
在诸多DSP生产产商中，最成功的当数美国德州仪器公司（Texas Instruments，简称TI），如今，TI公司的一系列DSP产品已经成为当今世界上最有影响的DSP芯片，作为世界上最大的DSP芯片供应商，其市场份额占全世界份额近50％。TI公司在1982年成功推出其第一代DSP芯片TMS32010及其系列产品TMS32011、TMS320C10/C14/C15/C16/C17等，之后相继推出了第二代DSP芯片TMS32020、TMS320C25/C26/C28，第三代DSP芯片TMS320C30/C31/C32，DSP芯片TMS320C40/C44，第五代DSP芯片TMS320C5X/C54X，第二代DSP芯片的改进型TMS320C2XX，集多片DSP芯片于一体的高性能DSP芯片TMS320C8X以及目前速度最快的第六代DSP芯片TMS320C62X/C67X等。TI将常用的DSP芯片归纳为三大系列，即：TMS320C2000系列（包括TMS320C2X/C2XX）、TMS320C5000系列（包括TMS320C5X/C54X/C55X）、TMS320C6000系列（TMS320C62X/C67X）。
TMS320系列DSP芯片的基本结构特点包括：（1）哈佛结构，其主要特点是将程序和数据存储在不同的存储空间中，即程序存储器和数据存储器是两个相互的存储器，每个存储器编址，访问，从而使数据的吞吐率提高了一倍；（2）流水线操作，即取指、译码和执行操作可以地处理，这可使指令执行完全重叠，处理器可以并行处理2~6条指令，提高系统效率；（3）专用的硬件乘法器，DSP芯片因为内部设有专用的硬件乘法器，因此可在一个指令周期内完成乘法运算，这对于大多数算法而言具有重大意义；（4）特殊的DSP指令，针对常用算法共性特征，DSP特有一些诸如数据移位、乘累加等特殊指令，提高计算速度；（5）快速的指令周期，TMS320系列处理器的指令周期已经从第一代的200ns降低至现在的20ns 以下。快速的指令周期使得DSP芯片能够实时实现许多DSP应用。这些特点使得TMS320系列DSP芯片可以实现快速的DSP运算，并使大部分运算（例如乘法）能够在一个指令周期内完成。由于TMS320系列DSP芯片是软件可编程器件，因此具有通用微处理器具有的方便灵活的特点。
与其他公司相比，Motorola公司在推出DSP芯片方面相对比较晚。1986年，该公司推出了定点处理器MC56001。1990年，推出了与IEEE浮点格式兼容的浮点DSP芯片MC96002。
56800系列DSP是Motorola DSP产品中的低价位系列，以DSP56802为例，批量定货每片的价格已经降到了3美元以下，56800系列的特点在于：（1）关键部分采用双哈佛结构，支持并行处理；（2）在80MHZ时钟频率下可达40MIPS的指令执行速度；（3）支持15种不同的寻址方式；（4）具有两个带有扩展位的36位累加器；（5）支持16位双向循环移位；（6）支持位操作；（7）支持硬件DO和REP循环指令；（8）支持可由用户灵活定义的多级中断优先级；（9）具有3条内部地址总线和1条外部地址总线，具有4条内部数据总线和1条外部数据总线；（10）支持DSP和MCU两种功能风格的指令系统；（11）支持软件子程序，中断堆栈空间仅局限于存储器空间大小。
2.3 DSP56F8323芯片及其外围电路设计
2.3.1 DSP56F8323芯片介绍[9]~[16]
DSP56F8323是Motorola公司最新的DSP型号，基于增强型内核56800E，程序地址总线位数扩展到21位，而数据地址总线位数扩展到24位，主频可达60MHZ。其内核包括程序控制器（Program Controller，PC）、算术逻辑单元（data Arithmetic Logic Unit，ALU）和地址产生器（Address Generation Unit，AGU）。DSP56F8323内部有3条地址总线和4条数据总线，共7条总线，而普通CPU内部通常只有地址总线、数据总线和控制总线3条总线。增加的内部总线和增加的地址产生器是为了实现多指令的并行处理，提高处理速度。
算术逻辑单元的内部寄存器如图2.1所示。ALU内部有3个16位的数据输入寄存器X0、Y0和Y1，其中Y0和Y1可以看成是1个32位寄存器Y。有4个32位的累加寄存器A、B、C、D。这4个累加寄存器又可以分别看成2个16位寄存器。A2、B2、C2、D2是4个4位的扩展寄存器，可以分别将A、B、C、D扩展到36位。至于A、B、C、D是当作32位寄存器还是当作36位寄存器使用，由用户在应用程序中设定，即对程序控制器中的运行模式寄存器OMR中的CC位编程，CC=1时，为32位处理方式，CC=0时，为36位处理方式。
算术逻辑单元中的乘/加器MAC（Multiplier-Accumulator）在1个周期内可以以并行方式完成乘、加运算。ALU中的累加移位器用于算术和逻辑左移、右移。
在地址产生单元AGU中主要有6个24位通用地址寄存器R0~R5；1个24位堆栈指针SP；2个地址偏移量寄存器N、N3，其中N为24位，还可以作为通用地址寄存器使用，N3为16位，只能作地址偏移量寄存器使用；1个16位地址域寄存器M01；还为R0、R1、N和M01增加了4个影像寄存器。4个影像寄存器用于中断的快速处理，在中断服务子程序中，可以用1条指令（SWAP）将4个影像寄存器换出，用于中断服务子程序。
图2.1 内部寄存器
AGU的主要功能有：
⏹给数据空间地址总线XAB1提供地址，并能在指令执行之前或执行之后实现自动加、减1的地址操作。
⏹同时给XAB1和XAB2提供两个不同的地址，指令执行后同时刷新这两个地址。
⏹为程序空间的存储器操作提供地址，并能在指令执行后自动完成刷新。
AGU支持下列寻址方式：
⏹立即数寻址；
⏹短立即数寻址；
⏹绝对地址寻址；
⏹绝对短地址寻址；
⏹I/O短寻址；
⏹寄存器直接寻址；
⏹寄存器间接寻址；
⏹带事后加、减1的间接寻址；
⏹事后加、减值在寄存器中的间接寻址；
⏹带6位偏移量的间接寻址；
⏹带16位偏移量的间接寻址；
⏹偏移量在寄存器中的间接寻址。
DSP56F8323不仅有功能强大的内核，还拥有十分丰富的外设资源。正是因为诸多数字控制系统常用的硬件资源被集成到DSP芯片中，才大大减小了控制板的面积，只需要增加少量的外围电路，就可以完成DSP控制系统的硬件设计。DSP56F8323的外设资源包括：
⏹一个脉宽调制模块（PWM）：包括6路PWM输出口，3路电流检测输入口，3路故障信号输入口。有自动死区设置。
⏹一个模数转换模块（ADC）：包括8路模数转换输入口，其中ANA0~ANA3共用一个采样保持器，ANA4~ANA7共用一个采样保持器。用户可以根据需要只使用一个采样保持器对8路模拟信号进行顺序采样；或者同时使用两路采样保持器，对2路模拟信号进行同时采样。
⏹两个定时器单元（TMR）：包括TIMER A和TIMER C共8个定时器。这些定时器可以对内部或外部事件进行计数，也可以叫做计数器。除了TMRC2以外，每一个定时器都对应着一个管脚。该管脚可以作为输入脚，对外部事件进行计数或捕获，由此获得外部事件发生的次数以及间隔事件；该管脚还可以作为输出脚，对外输出PWM波。TMRC2的输入与PWM模块相连，输出与ADC模块相连，主要用于PWM信号和ADC之间的同步触发。
⏹三种通信模块：2个异步串行通信接口模块SCI，2个同步串行外设接口模块SPI以及CAN控制器局域网模块。通过这些通信模块，可以建立DSP与DSP之间，DSP与外设之间，以及DSP与PC之间的联系，用于系统控制及状态显示。
除了上述的功能模块之外，DSP56F8323还具有27个通用输入输出口（GPIO）、片内的看门狗和片内晶振。
DSP56F8323有16K程序存储FLASH，2K程序存储RAM，4K数据存储FLASH和4K数据存储RAM，不提供片外拓展存储器的接口，但这样大的程序和数据空间对于一般的应用而言已经足够了。
2.3.2 DSP56F8323外围电路设计
正如上文所述，DSP56F8323拥有非常丰富的外设资源，因此，其外围电路十分简单，主要包括以下几个部分：供电电路，BDM（background debug mode）调试工具，复位电路，串口电路。
⏹供电电路主要是把＋5V的电压转换成为＋3.3V的电压，给DSP供电。
⏹BDM调试工具使用户可以通过JTAG口以BDM方式对DSP进行调试，包括把程序下载到Flash中。
⏹复位电路就是产生一个低电平信号，用于系统复位。
⏹串口电路可以把异步通信硬件电路的＋3.3V电压转换成为RS-232接受的信号。
2.3.2.1 供电电路
DSP56F8323是一款低功耗的DSP，采用+3.3V供电，为了保证供电电源的稳定与正确，设计了产生＋3.3V的供电电路。由外部的辅助电源产生一路＋5V的电压，使用MC33629DT-3.3将＋5V电压转换为＋3.3V电压，该电压为输入输出口供电，再经过简单滤波，为DSP内核提供电源。图2.2为供电电路的原理图。
图2.2 DSP56F8323 供电电路原理图
2.3.2.2 BDM调试工具
DSP56F8323的硬件调试接口非常简单，不需要使用仿真器，DSP的JTAG口可以直接连接PC机的并行口。但是，由于PC机的并口是TTL电平，是用＋5V供电的，而DSP56F8323是用＋3.3V供电的，虽然DSP56F8323的输入输出端口可以承受TTL电平，但是为了安全起见，还是用三态缓冲器隔离了一下，这样无论对DSP还是PC机都起到了很好的保护作用。因此，DSP56F8323的仿真电路在硬件上只是一个保护电路而已，采用传统的74HC244芯片即可。
这里使用了两片74HC244，一片用＋3.3V供电，接DSP端；一片采用TTL电平供电，接PC端。这样输入DSP的信号都不会超过+3.3V，而从DSP输出的信号都转换为TTL电平才送至PC机。由于+3.3V的TTL电平与+5V的TTL电平是兼容的，因此在这里仅仅使用一片+3.3V供电的74HC244也是可以的。并行JTAG口与PC机的并口直接相连即可，图2.3为JTAG口的接线原理图。
图2.3 DSP56F8323 JTAG口电路原理图
JTAG口的各引脚作用如下：
⏹TDI为DSP数据输入，TDO为DSP数据输出；
⏹TCK为硬件仿真时钟输入，最大频率可达芯片主频的1/8（1/8×60MHZ＝7.5MHZ）；
⏹TMS为测试输入选择位；
⏹ 是JTAG口的复位引脚，在上加低电平时JTAG口复位；
2.3.2.3 复位电路
DSP56F8323有两个复位引脚，分别为和。其中为JTAG口的复位引脚，为DSP芯片的复位引脚。为了保证系统的可靠复位，一般要求两个复位信号同时作用如图2.4所示，当通过手动复位按钮进行复位时，、两个复位信号皆变低。
图2.4 DSP56F8323 复位电路原理图
2.3.2.4 串口电路
通过串口电路中的RS-232电平转换芯片，DSP56F8323可以利用串行通信协议与PC机进行通信，RS-232转换芯片可以把异步通信硬件电路的+3.3V电压转换为RS-232可以接受的信号。图2.5为串口电路的原理图。
图2.5 DSP56F8323 串口电路原理图
2.4 TMS320LF2407A芯片及其外围电路设计
2.4.1 TMS320LF2407A芯片介绍[17]~[23]
TMS320LF240x DSP的CPU内核主要包括以下几个部分：
⏹输入定标移位器（ISCALE）
TMS320LF240x器件提供了一个输入定标移位器，该移位器将来自程序存储器或数据存储器的16位数据调整为32位数据送到算术逻辑单元（CALU）。输入定标移位器作为从程序/数据存储空间到CALU间数据传输路径的一部分，不会占用时钟开销。
⏹乘法器（MPY）
TMS320LF240x DSP采用一个16×16位的硬件乘法器，可以在单机器周期内产生一个32位结果的有符号或无符号数。
⏹算术逻辑部分
算术逻辑部分主要由三部分组成：（1）算术逻辑单元（CALU）。算术逻辑单元（CALU）实现许多算术和逻辑运算功能，且大多数的功能都只需要1个时钟周期。这些运算功能包括：16位加、16位减、布尔运算、位测试以及移位和旋转功能。（2）累加器（ACC）。一旦CALU中的运算完成，其结果就被送至累加器，并在累加器中执行单个的移位或循环操作。累加器的高位字和低位字中的任意一个可以被送至输出数据定标移位器，在此移位后，又可被存至数据存储器。（3）输出数据定标移位器（OSCALE）。输出数据定标移位器将按照存储指令中指定的位数将累加器输出的内容左移0~7位，然后用SACH或SACL指令将移位器的高位字或低位字存至数据存储器中。在此过程中，累加器的内容保持不变。
⏹辅助寄存器算术单元（ARAU）
CPU中还包括辅助寄存器单元（ARAU），该算术单元完全于算术逻辑单元CALU。ARAU的主要功能是在CALU操作的同时执行8个辅助寄存器（AR0~AR7）上的算术运算。这8个辅助寄存器提供了强大而灵活的间接寻址能力，利用包含在辅助寄存器中的16位地址可以访问K数据空间中的任意单元。
ARAU可以执行的操作有：（1）通过执行任何1条支持间接寻址的指令将辅助寄存器值增加或减少1，也可以增加或减少1个变址值。（2）将1个常数加至辅助寄存器值（ADRK指令）或从辅助寄存器值中减去1个常数（SBRK指令）。该常数取自指令字的8位最低有效位。（3）比较AR0和当前AR的内容，然后将比较结果放至状态寄存器ST1中的测试/控制位TC（CMPR指令）。结果经由数据写总线DWEB传至TC。
⏹状态寄存器ST0和ST1
TMS320LF240x 系列DSP有两个状态寄存器ST0和ST1，含有各种状态和控制位。这两个寄存器可以被保存至数据存储器或从数据存储器加载，从而在子程序调用或进入中断时实现CPU各种状态的保存。
TMS320LF240x指令集采用3中基本的存储器寻址方式：立即寻址方式、直接寻址方式和间接寻址方式。
在立即寻址中，指令中所需要的常数作为指令的操作数直接给出。立即寻址包括短立即寻址和长立即寻址。在短立即寻址中，指令字包括一个8、9或13位的操作数，而长立即寻址采用16位操作数。
当需要访问数据存储器时，用户可采用直接或间接寻址方式。直接寻址将指令字的7位与数据存储器页指针（DP）的9位连接起来，形成16位数据存储器地址。间接寻址通过8个16位辅助寄存器访问数据存储器。
除此之外，TMS320LF240x DSP还含有丰富的外设资源，总的来说，TMS320LF240xDSP具有以下一些特点：
⏹采用高性能静态CMOS技术，使得供电电压降为3.3V，减小了控制器的功耗；40MIPS的执行速度使得指令周期缩短到25ns（40MHZ），从而提高了控制器的实时控制能力。
⏹基于TMS320C2xx DSP的CPU核保证了TMS320LF240x系列DSP代码和TMS320C2xx 系列DSP代码兼容。
⏹片内高达32K字的FLASH程序存储器，高达2.5K字的数据/程序RAM，544字双口RAM（DARAM）和2K字的单口RAM（SARAM）。
⏹两个事件管理器模块EVA和EVB，每个包括：两个16位通用定时器；8个16位的脉宽调制（PWM）通道。它们能够实现：三相反相器控制；PWM对称和非对称波形；当外部引脚出现低电平时快速关闭PWM通道；可编程的PWM死区控制可以防止上下桥臂同时输出触发脉冲；3个捕获单元；片内光电编码器接口电路；16通道A/D转换器。事件管理器模块适用于控制交流感应电机、无刷直流电机、开关磁阻电机、步进电机、多级电机和逆变器。
⏹总共可扩展192K字的外部存储器：K字程序存储器；K字数据存储器；K字I/O寻址空间。
⏹看门狗定时器模块（WDT）。
⏹10位A/D转换器最小转换时间为500ns，可选择由两个事件管理器来触发两个8通道输入A/D转换器或一个16通道输入的A/D转换器。
⏹控制器局域网（CAN）2.0B模块。
⏹串行通信接口（SCI）。
⏹16位的串行外设接口模块（SPI）。
⏹基于锁相环的时钟发生器。
⏹高达40个可单独编程或复用的通用输入/输出引脚（GPIO）。
⏹5个外部中断（电机驱动保护、复位和两个可屏蔽中断）。
⏹电源管理包括3种低功耗模式，并且能将外设器件转入低功耗模式。
2.4.2 TMS320LF2407A外围电路设计
由于TMS320LF2407A内部集成有PWM产生模块、模数转换器等数字控制必备外设，因此，大大简化了其外围硬件电路的设计。其外围电路主要包括供电电路、时钟电路、存储器接口电路等。
2.4.2.1 供电电路
TMS320LF2407A的供电电路主要完成两个功能：（1）为数字控制板提供、、的供电电源。由于TMS320LF2407A为3.3V供电的低功耗芯片，为了保证DSP芯片电源的稳定与准确，控制板上使用TPS7333将＋5V的电压转换成＋3.3V为DSP芯片供电。的电源则是为控制板上使用的DA转换芯片供电。（2）满足TMS320LF2407A上电复位的时序。TMS320LF2407A要求其复位脚在输入时钟产生后至少保持8个输入时钟周期的低电平，即输入频率为20MHZ时，信号要保持至少8×50ns＝400ns的低电平。一般为了保证上电复位的可靠性，信号要延时100ms～200ms。TPS7333的脚在上电时产生200ms的延时，正好满足TMS320LF2407A上电复位的时序要求。将TPS7333的信号直接与DSP的连接即可完成DSP的上电复位。图2.6为供电电路的原理图。
图2.6 供电电路原理图
2.4.2.2 时钟电路
时钟电路主要用来为DSP芯片提供系统时钟。为DSP提供时钟一般有两种方法。一种是利用DSP芯片内部提供的晶振电路，在DSP芯片的XTAL1/CLKIN和XTAL2之间连接一晶体可启动内部振荡器，如图2.7（a）所示。另一种方法是将外部时钟源直接输入XTAL1/CLKIN引脚，XTAL2悬空。采用封装好的晶体振荡器，这种方法使用方便，因而得到广泛的应用。如图2.7（b）所示。
图2.7（a） 内部振荡电路 图2.7（b）晶体振荡电路
本文设计的TMS320LF2407A控制电路采用第二种时钟电路，外接20MHZ时钟源，通过DSP内部锁相环把频率升高到40MHZ作为DSP工作的主频。
2.4.2.3 存储器接口电路
TMS320LF2407A片内有32K程序FLASH，2.5K程序或数据RAM，基本可以满足一般应用的存储空间要求。由于控制算法中用到大量数据，以及为了延长FLASH的使用寿命，在系统调试时在片外扩展了两片RAM，一片用作程序存储器，一片用作数据存储器。
在设计存储器接口时主要考虑存储器速度，为了满足无等待周期存取数据，存储器的速度必须小于25ns。这里使用IDT71V016，其速度小于20ns，无须在DSP与外部存储器之间加入等待周期。电路见图2.8。
图2.8 TMS320LF2407A 存储器接口电路
2.5 本章小结
本章从DSP芯片的特点出发，以DSP56F8323和TMS320LF2407A为例，分别详细介绍了TI和Motorola两个DSP生产厂家的DSP产品。从其硬件构成可以看出，由于DSP内部集成了丰富的外设资源，大大简化了硬件系统的设计，DSP芯片只要辅以必要的简单电路就可以完成各种复杂的控制方案。
两个厂家的DSP无论在结构还是性能上都有很多共同的特点，例如：都采用哈佛结构，程序空间与数据空间分开编址；有硬件乘法器，可以在一个指令周期内完成一次乘法；支持流水线操作，取指，译码，执行等操作可以重叠执行；有硬件堆栈，可以进行中断处理；片内集成有PWM模块，模数转换模块（ADC），异步串行通信接口模块（SCI），同步串行通信接口模块（SPI），CAN控制器模块等丰富外设；还具有可编程的通用输入输出口。
但是，除了这些共同的特点之外，两个厂家的DSP也有其独特之处。由于DSP56F8323和TMS320LF2407A都是16位低功耗定点DSP，具有一定的可比性，以下就两种DSP的特性作简单的性能比较，见表2-1。
表2-1 与TMS320LF2407A的性能比较
| DSP56F8323 | TMS320LF2407A | |
| 最大主频 | 60MHZ | 40MHZ |
| 供电电压 | +3.3V | ＋3.3V |
| 数据总线 | 16位 | 16位 |
| 数据地址总线 | 24位 | 16位 |
| 内部晶振 | 有 | 无 |
| 片内存储器 | 16K程序FLASH，2K程序RAM，4K数据FLASH，4K数据RAM | 32K程序FLASH，2.5K程序/数据RAM |
| 外扩存储器接口 | 无 | 有 |
| PWM模块 | ●6个PWM输出口，可用作6路PWM信号或3对互补PWM信号（可插入软件死区）； ●3个故障检测口，由软件设置故障时屏蔽的PWM通道； ●3个桥臂电流检测口，根据检测的电流方向，可以进行死区校正； ●6个PWM通道使用同一个计数时钟； ●2类中断：PWM重载中断和故障中断； ●通过定时器C的2通道同步启动模数转换。 | ●12个PWM输出口，只能用作6对互补PWM信号（可插入软件死区）； ●、故障保护输入脚，当检测到故障时屏蔽PWM0~5，当检测到故障时屏蔽PWM6~11； ●PWM0~5共用一个计数时钟，PWM6~11共用一个计数时钟； ●5类中断：定时器上溢中断，定时器下溢中断，定时器比较中断，定时器周期中断以及、产生的故障中断； ●可由定时器的下溢中断标志，周期中断标志或比较中断标志来启动模数转换。 |
| 表2-1 与TMS320LF2407A的性能比较（续） | ||
| DSP56F8323 | TMS320LF2407A | |
| 模数转换模块 （ADC） | ●12位单极性ADC，最小转换时间为1.7µs； ●8个输入通道，可用作8路的模数转换通道或4路差分输入模数转换通道； ●2个采样保持器，可同时进行2路转换； ●软件设置寄存器启动模数转换或由定时器C2通道的同步信号启动； ●可进行上限、下限及过零检测； ●中断：模数转换结果过零，超过上限，超过下限或模数转换结束都会产生中断。 | ●10位单极性ADC，最小转换时间为500ns； ●16个输入通道，不可进行差分模数转换； ●1个采样保持器，同一时间只能对1路模数转换通道进行转换； ●多个触发源可以启动AD转换：软件设置寄存器立即启动，事件管理器有多个事件源可以启动AD转换（见PWM模块说明），ADCSOC引脚外部启动； ●中断：AD转换结束中断。 |
| 通用输入输出口（GPIO） | 27个 | 41个 |
| 异步串行通信接口（SCI） | 2个 | 1个 |
| 同步串行外设接口（SPI） | 2个 | 1个 |
| CAN模块 | 1个 | 1个 |
| 封装 | －pin LQFP | 144－pin LQFP |
PWM模块和ADC模块是DSP在开关电源应用中使用最多的两个模块，两个厂家的DSP各自有其独特的优点，以上是就两个厂家的DSP主要功能特性的比较，具体选用哪种DSP芯片还是要靠用户自己进行选择。
以下两章将分别以单相有源功率因数校正（AC/DC）以及三电平逆变器（DC/AC）的数字控制为例，详细介绍DSP在电源控制方面的应用。
第三章 数字功率因数校正
3.1 引言[24]~[27]
近年来，随着现代经济和技术的大发展，越来越多的电气设备加入电网，产生出大量的谐波分量又经电网串入其它电气设备，对计算机等重要电子设备的稳定工作产生严重的电磁干扰。
众所周知，传统的AC/DC（交流/直流）电能变换器和开关电源，其输入电路普遍采用了全桥二极管不控整流方式。虽然不控整流器电路简单可靠，但它们会从电网中吸取高峰值电流，使输入端电流和交流电压均发生畸变。如图3.1所示，在含有AC/DC变换器的电力电子装置中，DC/DC变换器或DC/AC变换器的供电电源采用二极管不控整流器，由交流市电经整流和大电容滤波后得到较为平滑的直流电压。整流二极管的非线性和滤波电容的储能作用，使得输入电流成为一个时间短、峰值很高的周期性尖峰电流，如图3.2所示。
图3.1 变换器 图3.2 输入电压电流波形
由于整流器后接了一个大滤波电容，使得整流器的负载呈现电压源特性，整流二极管只有在输入交流电压大于输出电压时才导通。在一个的市电周期内，电网只在整流二极管导通的短时间内对负载提供能量，使得输入电流具有很高的峰值。对这种畸变的输入电流进行傅里叶分析可知，它除含有基波外，还含有丰富的高次谐波分量。这些高次谐波倒流入电网，引起严重的谐波“污染”，造成严重危害。其主要危害有：
1．谐波电流在输电线路阻抗上的压降会使电网电压（原来是正弦波）发生畸变，影响各种电气设备的正常工作。
2．谐波会造成输电线路故障，使变电设备损坏。例如，线路和配电变压器过热、过载，美国曾报道谐波电流引起一个300KVA的变压器过载事故；在高压远距离输电系统中，谐波电流会使变压器的感抗与系统的容抗发生LC谐振；在三相电路中，中线电流是三相三次谐波电流的叠加，因此，谐波电流会使中线电流过流而损坏，等等。
3．谐波影响用电设备。例如，谐波对电机除增加附加损耗外，还会产生谐波转矩、机械振动等，这些都严重地影响电机的正常运行；谐波可能使白炽灯工作在较高的电压下，这将导致灯丝工作温度过高，缩短灯丝的使用寿命，等等。
4．谐波会使测量设备仪表附加谐波误差。常规的测量仪表是设计并工作在正弦电压、正弦电流波形的，因此，在测量正弦电压和电流时能保证其精度，但是，这些仪表用于测量非正弦量时，会产生附加误差，影响测量精度。
5．谐波会对通信电路造成干扰。电力线路谐波电流会通过电场耦合、磁场耦合和共地线耦合对通信电路造成影响。
3.2 功率因数和功率因数校正（PFC）
功率因数PF（Power Factor）的定义是指：交流输入有功功率与输入视在功率之比，其表达式为：
（3.1）
式中，是电网电压的有效值，是电网电流的有效值，是电网基波电压有效值，是电网基波电流有效值，是基波电压电流的相移因素（displacement factor），是电网电流的失真因素（distortion factor）。在以下的讨论中，都认为电网电压是理想的正弦波，因此。因此，功率因数PF又可以定义为电流失真因素和相移因素的乘积。在电工原理中，线性电路的功率因数习惯性定义为，这是功率因数定义的一种特殊情况，当输入电流也为纯净的正弦波时，电流失真因素＝1，由式（3.1），PF＝。
由功率因数的定义就可以看出功率因数校正有两方面的任务：
⏹正弦化。尽量使输入电流接近正弦，则失真因素；
⏹同相位。使输入电流基波和输入电压同相位，，。
若采用二极管全桥不控整流器和大电容滤波获得平稳的直流电压，由于整流器的负载呈现电压源特性，输入电流为周期性大峰值脉冲，电流失真因素很大，功率因数很低，只有0.6～0.7，并且输入滤波电容越大，功率因数越低。为了提高功率，必须在二极管全桥不控整流器和滤波电容之间加入功率因数校正PFC（Power Factor Correction）电路。该电路对于整流器而言应该呈现电流源特性，使整流器二极管在整个输入电压周期内导通，负载在整个输入电压周期内都可以从电网获得能量，这样就不会出现峰值很高的脉冲电流了；该电路对于负载而言应该呈现电压源特性，为负载提供稳定的直流电压，不受电网电压幅值和频率变化的影响。
实现功率因数校正的方法主要分为无源功率因数校正和有源功率因数校正。无源功率因数校正就是在交流输入整流之后采用LC滤波电路平滑输入电流。由于电感和电容量都是有限值，无源PFC电路的效果并不太好，单相PFC的PF不到0.94，为了进一步提高功率因数，需要采用高频有源PFC电路。
Boost PFC电路（见图3.3）是现在应用最广泛的有源功率因数校正电路。主电路由不控整流电路、电感、开关管和滤波电容组成。其输入侧有储能电感L，可以减小输入电流纹波，防止电网对主电路高频瞬态冲击，且可减少对输入滤波器的要求，对整流器呈现电流源负载特性；其输出侧有滤波电容，可以减小输出电压的纹波，对负载呈现电压源特性。
3.3 Boost PFC电路的控制方法
PFC电路主要完成两项任务：（1）控制电感电流，使输入电流正弦化；（2）控制输出电压，使输出电压保持恒定。因此需要两个控制环进行控制，电压环是外环，采样输出电压，保持输出电压恒定；电流环是内环，采样电感电流，迫使电感电流跟踪电流给定，减小输入电流谐波。图3.3是Boost PFC电路的工作原理方框图。
图3.3 电路工作原理方框图
对Boost PFC电路的电流控制主要有三种方法：
1．峰值电流控制
峰值电流控制（Peak Current Mode Control）使电感电流的峰值跟踪电流给定（如图3.4）。开关管在恒定的时钟周期导通，当输入电流上升到基准电流时开关管关断。采用峰值电流控制电流峰值和平均值之间存在误差，无法满足THD很小的要求。
图3.4 峰值电流型控制输入电流波形
2．平均电流控制
平均电流控制（Average Current Mode Control）使电感电流的平均值跟踪电流给定（如图3.5）。图3.6是平均电流控制的控制框图。其控制电路包括：电压误差放大器VEA，电流误差放大器CEA，乘法器MUL和驱动器等。其工作原理如下：主电路的输出电压和给定指令电压送入电压误差放大器，放大器的输出是个直流量，如果电压误差放大器采用PI调节器，当实际输出直流电压大于指令值时，，放大器输出直流量减小；反之时，输出直流量增大；相等时则保持不变。将整流电压的检测值和电压误差放大器的输出电压信号共同加到乘法器MUL的输入端，用乘法器的输出作为电流指令值，因此电流指令值的波形与交流电压源相同，即指令电流波形是与交流电源同相位的正弦波，而指令电流的幅值则取决于电压误差放大器的输出。将指令电流信号与电感电流的检测值一起送入电流误差放大器，电流误差放大器的输出与锯齿波比较后产生开关管的PWM驱动信号，经驱动功率放大后驱动开关管工作。当时，CEA输出高电位驱动开关管导通，使上升，一旦上升到值后CEA输出为零，开关管关断，下降。驱动信号控制开关管的通、断，使跟踪指令值，而且输入电流即电感电流的波形与交流电源电压的波形同相，电源电流中的谐波大为减少，输入功率因数接近于1，同时功率因数校正器中的电压闭环反馈控制系统又能保持输出电压恒定为指令值。
图3.5 平均电流型控制输入电流波形
图3.6 平均电流型控制的控制框图
平均电流控制的特点是：THD和EMI小、对噪声不敏感、适用于大功率应用场合，是目前PFC中应用最多的一种控制方式。
3．滞环电流控制
滞环控制（Variable Hysteresis Control）的控制波形如图3.7所示。开关导通时电感电流上升，上升到上限阈值时，滞环比较器输出低电平，开关管关断，电感电流下降；下降到下限阈值时，滞环比较器输出高电平，开关管导通，电感电流上升，如此反复，电感电流在滞环宽度内变化。滞环电流控制的特点是：控制简单、电流动态响应快、内在电流限流能力强；开关频率随占空比变化，在一个工频周期中不固定，引起EMI问题和电流过零死区；负载对开关频率影响大，滤波器设计只能按最低频率设计；滞环宽度对开关频率和系统性能影响大，需合理选取。
图3.7 滞环电流型控制输入电流波形
由于平均电流型PFC控制具有输入电流与给定参考电流误差小，对噪声不敏感等优点，可以实现很高的PF，本文采用的就是平均电流型控制思路。
3.4 数字PFC硬件电路设计
3.4.1 PFC主功率电路的拓朴结构
图3.8表示了本文所采用的PFC主功率电路结构。本文所采用的主电路是两路PFC交错并联的形式。在功率因数校正电路中,所谓“交错”是指电路中的多个开关交错导通,即每个开关的周期和占空比相同,但开通时刻依次滞后相等的时间。通常是利用两个或两个以上的基本变换器联合组成一个PFC电路,每个变换器的开关运行在交错状态下。如电路由N个变换器组成，则各开关依次滞后TS/N，从而使每个变换器中流通的电流也交错开来。
图3.8 Boost PFC主电路结构
采用这种拓扑结构具有以下优点：
1．在同样开关频率下，输入电流脉动频率提高了一倍，这样减小了输入电流的THD，只需要在输入侧增加一个很小的滤波电容就可以将输入电流上的高频纹波滤掉，使输入电流呈现正弦波；
2．输入电流纹波只有输入电感电流纹波大小的1/2，因此在输入电流纹波确定的情况下，流经每一路电感的纹波可以放大一倍，这样减小了输入电感的电感量，减小了电感的体积；
3．由于采用两路并联的形式，实现了电路的冗余，提高了系统的可靠性。当一个PFC单元发生故障时，另外一个PFC单元工作不受影响，仍然可以维持电路的正常工作。
在控制上，每个开关信号控制一个PFC单元，对另一个单元没有影响，输入电流是两个单元电感电流之和。每一个开关周期两个开关管的占空比是相同的，只要将两个控制信号错开Ts/2就可以实现使两个电感电流交错，从而减小输入电流纹波。因此，采用交错并联的电路结构与普通Boost PFC电路的控制相比并没有增加控制芯片的计算量。
3.4.2 主功率电路元件参数设计与选择
3.4.2.1 设计要求
输入电压：85VAC～265VAC
输入频率：45HZ～65HZ
输出电压：380VDC
输出功率：500W
开关频率：100KHZ
功率因数：>95%
3.4.2.2 升压电感设计
升压电感值的大小决定了输入端的高频纹波电流总量，因此按照电流脉动最小的原则进行升压电感值的设计。考虑最差的情况：输出功率最大，输入电压最低。此时，输入电流最大，纹波也最大，为了保证在这种情况下输入电流的纹波仍然满足要求，电感的设计应该在输入电压最低的点进行计算。
当开关管导通时，
（3.2）
即
（3.3）
其中，表示开关周期。
1．确定输入电流的最大峰值：当输入电压最小时，输入电流最大。
（3.4）
其中表示电路效率，取为90%。
2．设定允许的电感电流的最大纹波：一般输入电流的最大纹波取为20%电流最大值，由于采用交错并联的电路结构，电感电流的纹波可比输入电流的纹波增大一倍，即40%输入电流最大值。
（3.5）
3．计算占空比，当输入电压达到峰值的时候，输入电流也应该达到峰值，此时的电流纹波最大，因此，应在最小输入电压的峰值点处计算占空比。
（3.6）
4．计算电感量
（3.7）
取电感为250。
3.4.2.3 输出电容选择
涉及输出电容选择的因素有：开关频率纹波电流、二次谐波纹波电流、直流输出电压、输出纹波电压和维持时间。通过输出电压的纹波大小，输出功率，以及输出电压的维持时间可以确定计算电容的公式为：
（3.8）
式中，为输出功率，为设定的维持时间，、分别为输出电压的最大值和最小值。本文中输出功率为500W，维持时间取50ms，输出电压的纹波取为输出电压的，即，，将以上各值代入式（3.8），得输出电容值应为866，本文取电容值为940。
3.4.2.4 功率管开关管和二极管的选择
当功率管导通时，二极管反向截止，流经功率管的电流为电感电流，二极管上的反向电压为输出电压；当功率管关断时，二极管正向导通，功率管上的电压为输出电压，流经二极管的电流为电感电流。因此在选择功率开关管和二极管时，其额定电压必须大于输出电压，额定电流必须大于电感电流的最大值。考虑1.5倍的设计余量，
（3.9）
（3.10）
根据上述额定电压，额定电流，功率开关管选取IR公司的MOSFET IRFPC60，其额定电压为600V，额定电流为16A；续流二极管选用IXYS公司的快恢复二极管DESI30-06，其额定电压为600V，额定电流为30A，反向恢复时间为35ns。
3.4.3 数字控制器硬件资源分配
本文所采用的DSP芯片为Motorola公司的DSP56F8323，其DSP芯片内部集成了丰富的外设资源，控制板设计很简单，正如第二章所叙述的。本节详细说明了DSP芯片内部各个外设资源的分配情况。
本文设计的数字控制板应用于一台500W通信电源样机。前级为本文讨论的PFC，后级为高频DC/DC变换器，采用移相全桥控制。为了保证控制板硬件的通用性，两级控制板的硬件设计是完全相同的，因此这里列出的硬件资源分配也包括可后级DC/DC占用的资源。
表3-1 硬件资源分配表
| DSP硬件资源 | 使用说明 | |
| 模数转换通道（ADC） | ANA0 | 采样输入交流电压 |
| ANA1 | 采样输入电感电流 | |
| ANA2 | 采样DC/DC变压器原边电流 | |
| ANA3 | 未使用，接地 | |
| ANA4 | 采样PFC输出直流BUS电压 | |
| ANA5 | 采样DC/DC输出直流电压 | |
| ANA6 | 采样DC/DC输出电流 | |
| ANA7 | ADC检测 | |
| PWM输出口 | PWMA0 | PFC控制信号1 |
| PWMA1 | PFC控制信号2 | |
| PWMA2 | DC/DC超前桥臂上管控制信号 | |
| PWMA3 | DC/DC超前桥臂下管控制信号 | |
| PWMA4 | DC/DC滞后桥臂下管控制信号 | |
| PWMA5 | DC/DC滞后桥臂上管控制信号 | |
| 表3-1 硬件资源分配表（续） | ||
| DSP硬件资源 | 使用说明 | |
| 故障检测口 | FAULTA1 | PFC输入过流保护（可恢复故障） |
| FAULTA2 | PFC输入过压、欠压，输出过压保护； DC/DC桥臂过流，输出过压、过流保护（不可恢复故障） | |
| 通信单元 | SCI0 | DSP与PC机通信 |
| SCI1 | 前级与后级DSP之间通信 | |
| 通用输入输出口 | GPIOA6 | 输入继电器控制 |
| GPIOA9 | 模拟SPI通信，实现串口DA时序 | |
| GPIOA10 | ||
| GPIOA11 | ||
| GPIOB0 | 故障信号显示灯复位信号 | |
| GPIOB5 | 模拟SPI通信，实现LED显示驱动时序 | |
| GPIOB6 | ||
| GPIOB7 | ||
| GPIOC4 | 检测开机信号 | |
| GPIOC2 | I2C总线预留端口 | |
| GPIOC3 | ||
| 定时器单元 | TA3 | 捕获输入交流电压过零点，计算输入频率 |
3.5 Boost PFC数字控制器设计
随着开关电源的不断发展，数字控制越来越多的被引入到开关电源的应用之中。数字化使得开关电源的控制更加灵活，在CPU计算速度允许的情况下，可以实现模拟控制难以做到的复杂控制算法，用户可以根据自己的系统需求，方便的更改控制器参数，即便是在控制对象改变的情况下，也不需要对控制器在硬件上做出修改，只要改变一些软件参数即可，大大增强了系统的硬件兼容性。另一方面，数字电路没有模拟器件那么容易受到外界环境的干扰，增强了系统的可靠性。
但是，数字控制所采用的CPU计算速度决定了数字控制系统的适用场合。现在数字控制多被用于计算速度要求不太苛刻的场合，例如，UPS，逆变器控制等等，计算频率一般小于20KHZ。控制频率大于100KHZ的高频开关电源现在主要还是采用模拟器件控制，这主要是受到CPU计算速度的。本文采用Motorola公司的新型DSP芯片DSP56F8323将数字控制引入到高频有源功率因数校正的控制之中，取得了良好的控制效果，该芯片的基本情况已在上一章中做了详细的介绍。
本文对PFC电路的控制为平均电流型控制方案，采用双环控制。外环为电压环，保证输出电压为稳定的直流电压；内环为电流环，保证输入电流跟踪电流给定，实现输入的功率因数校正。为了合理分配DSP的计算量，外环速度较慢，采样周期选为20KHZ，内环速度较快，采样周期选为50KHZ。
由于PI调节器算法简单、可靠性高，一直被广泛应用于工业控制，本文的数字调节器采用PI算法。
3.5.1 电压环设计
3.5.1.1 设计目标
假设PFC电路的输入电压，输入电流为同相位的理想正弦波，则输入功率
（3.11）
其中，表示输入电压，电流的瞬时值，，表示输入电压，电流的峰值，表示输入电压电流的角频率。
输出功率
（3.12）
其中表示输出电压，表示输出电流，在不计损耗的情况下，，则
（3.13）
由此可见，PFC的输出电流包括两个部分，一个直流电流再加上一个二次谐波电流，该直流电流为输出平均负载电流，二次谐波电流为输出滤波电容的充电电流，因此，在输出电压上也存在二次谐波的脉动。
电压环控制器的截止频率必须小于两倍的输入频率，这样才可以将输出电压上的二次纹波衰减。如果输出电压的二次纹波被引入控制环，则将在电感电流上产生三次谐波。
在电流均值控制中，电流环的给定由乘法器给出
（3.14）
其中为比例常数，为电压调节器的输出，为输入电压的峰值，为前馈电压，在使用UC3854等模拟器件对PFC电路进行控制时，前馈电压正比于输入电压的有效值，是由整流器后的全波整流电压通过二阶低通滤波器产生的，其中不可避免的带有二次纹波（如图3.9所示）。在数字控制中，取为整流器后全波整流电压的平均值，用数字方法计算就不会引入二次纹波，可以认为是恒定值。所以只有电压控制环的输出有可能将三次谐波带入电流环的给定。
图3.9 经过低通滤波的前馈电压
假设
（3.15）
将（3.15）代入（3.14）得：
（3.16）
经积化和差等三角变换，得：
（3.17）
其中，，由此可见，如果电压调节器的输出含有1％的二次谐波，在电流环给定中将含有0.5%的三次谐波。因此，电压调节器设计的目标就是：抑制输出电压的二次纹波，保证输入电流失真最小。
3.5.1.2 电压环功率级的数学模型
图3.10 电路简化模型
为了简化下面的分析，做如下假设：
（1）输入电流完全跟踪电流给定，与输入电压呈比例关系；
（2）电路中没有损耗，效率为1；
（3）输出功率恒定不变。
根据假设（1），输入电流与输入电压成正比，电感电流完全跟踪电流给定，即有：
（3.18）
其中为输入电压采样系数，为前馈电压计算系数，为电流环给定的计算系数，为前馈电压，为输入电压有效值，为电压环输出。
另一方面，
（3.19）
式中为输入电流采样系数，为输入的平均功率，根据假设（2），电路中没有损耗，则输入功率等于输出功率，即
（3.20）
其中为输出平均功率，，为输出电压电流的稳态分量。
将式（3.19），（3.20）代入式（3.18）得
（3.21）
其中是常数，（）即为电压环的静态工作点。按照小信号分析的方法，在电压环的静态工作点附近加入小信号扰动，即
（3.22）
其中，，为稳态分量，，，为小信号扰动。
经整理简化，由式（3.22）得
（3.23）
另一方面，从PFC电路的输出侧考虑可知：
（3.24）
根据假设（3），PFC电路为恒功率输出，因此，为常数。
对式（3.24）施加小信号扰动，，为稳态分量，，为小信号扰动量，得：
（3.25）
又因为
（3.26）
因此
（3.27）
由式（3.23），式（3.27）可得：
（3.28）
（3.29）
对式（3.29）两边取拉氏变换即得到电压环功率级的传递函数：
（3.30）
3.5.1.3 电压环数学模型的离散化
本文是使用数字方法对PFC电路进行控制，因此必须在建立系统模型时考虑到采样保持以及计算延时对系统产生的影响，建立离散化的系统数学模型。在3.5.1.2节中，已经推导出了PFC系统在连续状态下的数学模型，考虑到采样以及计算延时的影响，在连续系统中加入一个采样保持器，如图3.11所示。
图3.11 加入采样保持器的电压环功率级结构
对进行Z变换就可以得到电压环功率级的离散数学模型。
（3.31）
其中表示电压环的采样周期。因此，离散化之后电压环的结构如图3.12所示，为输出电压采样系数。
图3.12 离散化电压环结构
电压调节器采用PI调节器，则有
（3.32）
为电压环的比例调节系数，为电压环的积分调节系数，和为两个临时变量，，。
则电压开环的传递函数为
（3.33）
其中
（3.34）
（3.35）
为了抑制输出电压上二次纹波对电流环的影响，电压环必须对100HZ~120HZ的纹波有一定的抑制能力，取电压开环的截止频率为20HZ，相角裕度为45°，即
（3.36）
其中，。
由式（3.36）可以解出：
（3.37）
即
（3.38）
3.5.2 前馈电压的计算
这一部分主要解决两个问题：（1）为什么要引入前馈电压参与控制；（2）用数字方法如何计算前馈电压。
如果没有前馈电压，PFC电流环的给定电流应该表示为：
（3.39）
其中为比例常数，为电压调节器的输出，为输入电压的峰值，当输出电压保持恒定时，电压调节器的输出也是一个恒定的值，令，则
（3.40）
根据3.5.1.2节中的假设（2）、（3），当输入电压，即电网电压受到扰动而发生变化时，为了保证输入功率不变，输入电流必定呈现反方向的变化趋势；然而根据假设（1），输入电流是正比于输入电压的，即输入电流具有与输入电压相同的变化趋势，这显然是互相矛盾的。例如，根据假设（2）、（3），输入电压受到扰动增加了一倍，为了保证输入功率不变，输入电流必然要减小一倍；根据假设（1），输入电流将随输入电压一起增大一倍。
为了保证PFC电路的功率因数校正功能，保持输入电流与输入电压的正比关系，输入功率必然会随着输入电压的变化而产生变化，为了维持功率平衡，输出电压也将随着输入功率的变化而产生大幅度变化。
是一个正比于输入电压有效值的量，即，令
（3.41）
在引入前馈电压控制之后，电流环的给定变为：
（3.42）
同样假设输入电流完全跟踪给定，输出功率不变，输入功率等于输出功率，则输入功率
（3.43）
可见此时输入功率已和输入电压无关，不会因为输入电压的波动而发生变化。在控制中通常取整流器后输入电压的平均值作为输入电压前馈。
在采用模拟器件控制时，由输入电压经二阶低通滤波器得到，含有二次纹波，该二次纹波进入乘法器，与电压调节器的输出纹波叠加在一起会使输入电流给定发生畸变。采用数字方法计算输入电压的平均值，可以避免在前馈电压中引入二次纹波。图3.13说明了前馈电压的计算方法。
图3.13 前馈电压的计算
正如前文所述，前馈电压为输入电压的平均值，正比于输入电压的有效值，输入电压的平均值计算公式为
（3.44）
其中表示整流器之后的电压，表示的周期。
将式（3.44）离散化表示，得：
（3.45）
其中表示采样周期，表示在一个周期内的采样点数，表示的采样值。
正如图3.13所示，设定Vthreshld_hi和Vthreshld_lo两个门限值，从t时刻开始，使用上一周期累加得到的N值和本周期的瞬时采样值，按照式（3.45）进行累加计算，同时进行本周期N值的累加，直至t+T时刻，本周期结束，得到本周期的采样点数N和本周期的输入电压平均值。这种算法的要求是Vthreshld_hi和Vthreshld_lo两个门限值必须在计算波形的最大值和最小值之间，即Vthreshld_hi 图3.14 输入电压平均值计算流程图 3.5.3 电流环设计 电流控制环通过调节功率开关管的占空比，迫使输入电流跟踪输入电压波形，呈正弦波。由于输入电压是全波整流波形，含有丰富的谐波，因此电流控制环必须有足够的带宽，使输入电流跟踪全波整流电压基准。 3.5.3.1 电流环功率级数学模型 在进行电流环设计时，假设输出电压完全跟踪电压给定，是一个恒定不变的值。 在一个开关周期内，电感两端的电压可表示为： ， 当时， ，当时， TS表示电流环的采样频率。按照平均值状态方程的方法，求得平均值状态方程为 （3.46） 由于开关频率远大于输入电压的频率，近似认为在一个开关周期内输入电压保持不变，对式（3.46）施加小信号扰动，得 （3.47） 对式（3.47）进行拉氏变换，即得到电流环功率级的传递函数为： （3.48） 3.5.3.2 电流环数学模型的离散化 使用与电压环相同的方法就可以将电流控制环进行离散化，得到电流环离散化的传递函数。Ki表示电流采样系数。 （3.49） 图3.15 离散化电流环结构 电流环调节器也选用PI调节器，即 （3.50） 电流环的开环传递函数为 （3.51） 其中 （3.52） 电流环必须有足够的带宽使输入电流跟踪电流给定，取电流环的开环截止频率为10KHZ，相角裕度为45°，即 （3.53） 其中 （3.54） （3.55） 由式（3.53）即可算出电流控制环的控制参数为 （3.56） 即 （3.57） 3.5.4 数字PI调节器 正如上文所述，电压环电流环的调节器均采用数字PI调节器。这一部分将就PI调节器的参数对调节器性能的影响作详细分析说明。 PI调节器是一种线性控制器，它根据给定值与实际输出值构成控制偏差 （3.58） 将偏差的比例（P）和积分（I）通过线性组合构成控制量，对被控对象进行控制，其控制规律为 （3.59） 其中为PI控制器的输出，为PI调节器的输入，为比例系数，为积分时间常数。 简单说来，PI控制器各校正环节的作用如下： 1．比例环节 即时成比例的反映控制系统的偏差信号，偏差一旦产生，控制器立即产生控制作用，以减少偏差。通常随着值的加大，闭环系统的超调量加大，系统响应速度加快，但是当增加到一定程度，系统会变得不稳定。 2．积分环节 主要用于消除静差，提高系统的无差度。积分作用的强弱取决于积分常数，越大，积分作用越弱，反之越强。通常在不变的情况下，越大，即积分作用越弱，闭环系统的超调量越小，系统的响应速度变慢。 由于DSP的控制是一种采样控制，它只能根据采样时刻的偏差值计算控制量，因此必须对上式进行离散化处理，用一系列采样时刻点代表连续的时间，离散的PI控制算法表达式为： （3.60） 其中＝0，1，2……表示采样序列，表示第次采样时刻PI调节器的输出值，表示第次采样时刻输入的偏差值，表示采样周期，为比例系数，为积分系数。 数字PI调节器可以分为位置式PI控制算法和增量式PI控制算法。如式（3.60）所表示的计算方法就是位置式PI控制算法，PI调节器的输出直接控制执行机构。这种算法的优点是计算精度比较高，缺点是每次都要对进行累加，很容易出现积分饱和的情况，由于位置式PI调节器直接控制的是执行机构，积分一旦饱和就会引起执行机构位置的大幅度变化，造成控制对象的不稳定。增量式PI控制算法是在式（3.60）的基础上做了一些修改。根据式（3.60）可得 （3.61） 由式（3.60），式（3.61）可得 （3.62） 即 （3.63） 增量式PI算法与位置式PI算法并没有本质的区别，只是增量式PI算法控制的是执行机构的增量，这种算法的优点在于：由于输出的是增量，因此计算错误时的产生的影响较小，这种算法的缺点在于：每次计算再与前次的计算结果相加得到本次的控制输出，即 （3.） 这就使得的截断误差被逐次的累加起来，输出的误差加大。 假设 即 （3.65） 其中表示第次增量的准确值，表示经过定点运算后的实际计算结果，表示第次计算的截断误差，由式（3.），（3.65）可知 …… （3.66） 其中表示第次计算值，表示第次真实值，假设，即第0次的计算值与真实值相等。 由式（3.66）可知，当采用增量式算法时必须尽量减小定点运算带来的截断误差，否则，每一次运算的截断误差将会逐次累积，使系统的控制精度变差，造成系统的静态误差。 本文使用的是16位定点DSP，在计算中不可避免会产生截断误差，为了防止截断误差的累积，本文采用位置式的PI算法，为了解决上文提到的积分饱和问题，本文采用抑制积分饱和的PI算法： 其中， 当时，； 当时，； 否则 式中，表示抑制积分饱和PI算法的输出，表示本次的PI调节器的计算结果，表示比例调节系数，表示积分系数，表示抗饱和系数，为本次积分累加和，，分别表示PI调节器输出的最大值和最小值，用户可以根据控制量的特性，确定PI调节器输出的最大值和最小值，例如，当控制对象为占空比时，和的值可分别设置为1和0。使用这种PI算法，可以将调节器的输出限定在需要的范围内，保证当计算出现错误时也不会使控制量出现不允许的数值。PI调节器的输出具有饱和特性。图3.16表明了这种PI算法的流程图。 图3.16 抑制积分饱和的PI算法 3.5.5 软件方案设计 图3.17显示了数字PFC的总体设计框架。 图3.17 数字PFC整体控制框图 如上文所述，PFC主电路采用交错并联的拓朴结构，由两个MOSFET Q1/Q2，两个二极管D1/D1，两个电感L1/L2以及输出电容C组成，输入侧还包括输入EMI滤波，输入继电器以及二极管全波整流电路。全波整流电压Vrect，输入电流Iin，和输出直流母线电压V_bus三个量送DSP模数转换。从图中可以看出，数字PFC采用双环控制，外环电压环速度较慢，输出的直流母线电压经采样与输出电压的给定值相比较，经电压环PI调节器G1，输出表示为a。 （3.67） a要与另外两个量b和c相乘，作为内环电流环的给定Iref，即 （3.68） 其中 （3.69） 即输入全波整流电压Vrect平均值平方的倒数，c即为输入全波整流电压，这样，电压环PI调节器的输出a决定了电流环给定的幅值，输入全波整流电压的采样值c决定了电流环给定的形状，前馈电压控制的引入b保证了输入功率恒定，不受输入电网电压变化的影响。内环电流环的速度较快，将输入电流采样值与电流环给定相比较，经电流环的PI调节器G2对开关管的占空比进行控制，PWM0和PWM1两个PWM口输出占空比相同，相差Ts/2的控制波形。由上文可知 （3.70） 正如上文所述，数字控制器采样全波整流电压Vrect，输入电流Iin和输出直流母线电压V_bus三个量，通过电压环，电流环的双环控制，调节功率开关管的占空比，达到输入功率因数校正并稳定输出电压的目的。控制程序由主程序和中断服务子程序组成，主要的功能模块包括： ⏹软启动 ⏹电压环PI计算 ⏹前馈电压Vff计算，即全波整流波形平均值计算 ⏹电流环给定I_ref计算 ⏹电流环PI计算 ⏹软件保护，包括输入过压、欠压，输出过压等 主程序中主要完成软启动，其余的计算都在中断服务子程序中完成，CPU速度与中断程序任务的具体分配如表3-2所示。 表3-2 中断服务子程序任务分配 ●计算输入整流电压的平均值——Vff ●计算电流环给定——I_ref ●计算电流环，得到新的占空比——D ●计算输入电压平均值的倒数——1/Vff2 3.6.1 MATLAB仿真 本文应用MATLAB的PSB（Power System Block）工具箱对上文所设计的电路及控制参数进行了仿真，验证了电压环，电流环参数设计的正确性，并且对输入电压平均值的数字算法进行了模拟验证。 图3.18 仿真系统图 图3.18为MATLAB PSB仿真系统图。正如上文所述，交错并联的PFC电路在控制方法上与单路PFC完全相同，只是控制信号之间相差了半个开关周期。为了节约仿真时间，在仿真时对上文所述的Boost PFC电路做了简化，只针对一个PFC单元进行仿真，按照输入电感抑制输入电流纹波的要求，进行单路PFC仿真时，输入电感的值增大了一倍，即输入电感取，其它仿真参数均与实验参数相同。具体仿真参数以及各个仿真模块的作用说明如表3-3，3-4所示。 表3-3 仿真参数 图3.19 pfc_v_control子模块内部结构 图3.20 I_pi_ref_cal 子模块内部结构 图3.21 pwm子模块内部结构 仿真中使用的电压环电流环参数按照3.5.1.3和3.5.3.2节所分析的结果进行选取。 图3.22即为仿真的结果，仿真实验表明，输入电流已经在相位和波形上跟踪输入电压，电路实现了PFC功能。 图3.22 仿真PFC输入电压电流波形 3.6.2 系统实验 本文在以DSP56F8323的数字平台上对PFC电路进行了数字化实验验证，证明了在高频开关电源的应用中，使用数字控制同样也可以达到传统模拟控制所能达到的控制效果，而数字控制具有可靠性高，兼容性强的优点，在高频开关电源领域具有广阔的应用前景。 表3-5列出了实验中确定的PI调节器参数，与理论计算结果基本一致，为了保证在输入电压大范围变化时系统性能始终达到最佳状态，当输入电压有效值为110V和220V时电流环分别采用不同的PI参数，这是模拟控制所无法做到的。 表3-5 实验PI参数 图3.23 输入电压电流波形（Vin＝110Vrms） 图3.24 输入电压电流波形（Vin＝220Vrms） 从图中可以看出，输入电流无论是波形还是相位都基本跟踪输入电压波形，输入功率因数达到0.99以上。 表3-6为输入电压变化时系统的实验数据。这些数据表明当输出功率不变，输入电压在85VAC～265VAC的范围内变化时，数字PFC控制始终可以使电路保持很高的功率因数。 表3-6 系统源效应实验数据 表3-7 负载效应实验数据（Vinrms＝110V） 图3.25 突加满载（Vinrms＝110V） 图3.26 突卸满载（Vinrms＝110V） 图3.27 突加满载（Vinrms＝220V） 图3.28 突卸满载（Vinrms＝220V） 本节的仿真和实验结果表明3.5节的理论分析和建模是正确的，依据理论模型计算出的PI参数是正确的。整个功率因数校正系统达到设计要求，在很宽的输入电压变化范围和很大的负载变化范围内，输入功率因数都可以达到0.99以上，可以与传统专用PFC控制芯片的控制效果相当，说明数字控制在高频开关电源控制领域也有着十分广阔的应用前景。 3.7 本章小结 本章从传统整流电路对电网污染的危害开始，着重介绍了平均电流型Boost PFC控制方法。从软件，硬件两个方面介绍了数字控制器的设计，建立了平均电流控制电压环，电流环的数学模型，分析了两个控制环设计时应考虑的问题，提出设计思路。同时分析了输入电压前馈对PFC控制产生的影响，介绍了一种数字计算输入电压平均值的方法。在功率电路方面，对输入电感和输出电容值进行了设计，分析了功率开关管和续流二极管的电压电流应力，选取了合适的功率器件。最后，对PFC电路进行了仿真和实验验证，证明了数字控制在高频开关电源的应用中同样可以取得很好的控制效果。 第四章 三电平逆变器的数字控制 4.1 引言[38]~[42] 近年来，在高压大功率的应用场合，一种新型的逆变器——多电平逆变器受到越来越广泛的应用。多电平逆变器的思想最早是由Nabae于20世纪80年代初提出的。其基本思想就是应用多个直流电平来逼近正弦输出的阶梯波电压。其拓朴形式主要可分为三类：二极管钳位型，飞跃电容型和直流电源级联多电平三种。其中应用最广泛的是二极管钳位型，本文的研究对象为二极管钳位型三电平逆变器。 图4.1 二极管钳位型三电平逆变器 图4.1即为二极管钳位型三电平逆变器的拓扑结构，它由2个输入电容、12个开关管、12个续流二极管以及6个钳位二极管组成。2个输入电容C1、C2串联均分输入电压，每个电容上的电压为1/2，由于钳位二极管的作用，每个开关管在关断时所承受的电压为电容电压，即1/2。因此，三电平逆变器可以在不增加器件耐压等级的情况下成倍的升高输入电压。另外，由于桥臂的输出有“+1”、“-1”和“0”三种电平，因此相对于两电平逆变器，三电平逆变器的输出波形更接近正弦波，每个功率器件两端的电压只能在“+1”、“0”之间或“-1”、“0”之间变化，对于相同的输入电压，三电平逆变器功率器件的电压变化率只有两电平逆变器的一半。正因为上述的种种优点，三电平逆变器被广泛的应用于高压大功率场合。 但是由于功率器件的个数比两电平逆变器增加了一倍，控制也比较复杂。另外，由于输入电容不可能是无穷大的，因此，随着两个输入电容的充放电，两个电容上的电压会有波动，并不是理想的平分输入电压，因此在三电平逆变器的控制上必须将输入电容电压的平衡考虑在内。如果两个输入电容上的电压相差过大，不仅输出电压的谐波含量会增加，而且某些功率管上承受的电压会上升，缩短装置的寿命，严重时会损坏功率管和直流电容。 4.2 空间矢量三电平逆变器的控制方法 三电平逆变器的控制方法都是有两电平逆变器延伸拓展而来的，也采用脉宽调制（PWM，Pulse Width Modulation）的方法。与两电平逆变器一样，常用的调制方法分为空间矢量调制（SVM，Space Vector Modulation）和正弦脉宽调制（SPWM，Sinusoidal PWM）。空间矢量调制具有直流电压利用率高，算法简单，易于实现直流侧电压平衡等优点，因此被广泛应用于三电平逆变器的控制之中，本文所采用的就是一种简单的空间矢量控制方法。 4.2.1 三电平逆变器的工作模式 所谓三电平逆变器是指逆变器的桥臂电压有三种电平——“+1”、“-1”和“0”。 图4.2 相桥臂 图4.2是三电平逆变器的A相桥臂，4个功率开关管、、、的不同开关组合决定了桥臂输出A点的电平，输入电容中点O为电压参考点。=1表示开关管导通， =0表示开关管关断，x=1，2，3，4，表示A相桥臂所处的状态，为了后文描述方便，用2代表“+1”态，1代表“0”态，0代表“-1”态。表4-1列出了当、、、取不同开关组合时，A相桥臂电压的输出状态。 表4-1 相的开关状态 按照两电平逆变器空间矢量的分析方法，三相三电平逆变器的三个桥臂状态、、组成了一个向量（，，），由于每个桥臂有三种状态，因此（，，）共有种组合方式，如表4-2所示。 表4-2 三相三电平逆变器桥臂向量 （4.1） 将表4-2中每一个桥臂向量在坐标系中的坐标（）代入式（4.1）进行坐标变换，就可以得到27个桥臂向量在坐标平面中的向量，将重复的向量进行合并，可以发现，在坐标系有19种不同的向量，为了计算以及叙述的简单化，将所有桥臂向量的模除以，即后文所述的电压向量都是对进行定标后的标幺值。在坐标系中的桥臂向量如表4-3和图4.3所示。 表4-3 坐标系中的桥臂向量及其坐标 图4.3 三电平空间电压矢量图 由表4-3和图4.3可以看出，三电平逆变器的27种桥臂电压组合对应着19个特定的电压空间矢量，这19个电压空间矢量将整个矢量空间分为24个扇区。从图4.3中还可以看出，所有的电压矢量按照矢量长度的不同可以分为零矢量，短矢量，中矢量和长矢量4种。零矢量只有1个：，对应着000，111，222三种桥臂开关状态，即可以通过三种不同的桥臂开关状态实现零矢量。短矢量有6个： ~。每一个短矢量都分别对应着两种桥臂开关状态，例如，可以通过100实现，也可以通过211实现，零矢量和短矢量的冗余为实现输入电容电压平衡提供了解决方法，这将在以下的章节中进行详细论述。中矢量和长矢量分别有6个，每个电压矢量都只对应着一种桥臂开关状态。 图4.4 坐标系中的三电平电压空间矢量图 从表4-3中还可以看出，在坐标系中每个特定电压矢量的坐标和坐标都是实数而不是整数，这对数字控制的实时计算十分不利，因此，本文对坐标系中的电压矢量再做一次坐标变换，将坐标系变换为坐标系。轴与轴重合，轴由轴逆时针旋转获得，如图4.4所示。 （4.2） 由图4.4可以看出，经过的坐标变换之后，所有的电压矢量坐标都变成了整数，有利于控制器的在线计算。 4.2.2 空间矢量调制 与两电平逆变器的空间矢量调制相似，三电平逆变器的空间矢量调制也是通过对调制空间矢量的位置进行判断，选择进行合成的开关向量并计算各个开关向量作用的时间。 由于所有的电压矢量都使用对定标的标幺值，因此调制空间矢量也要对进行定标，即： （4.3） 其中调制矢量以的角速度在空间矢量平面逆时针旋转，为输出正弦波的基波角频率。在不出现过调制的情况下，调制空间矢量应该位于图4.4所示的空间矢量外六边形内切圆内，即 （4.4） 从图4.4可以看出，三电平逆变器的矢量空间划分比两电平逆变器复杂很多，19个基本电压矢量将矢量空间划分成24个三角形区间，调制空间矢量就是由其所处的三角形区间三个顶点上的三个相邻基本电压矢量合成的。 （4.5） 例如，在图4.4中所示的调制空间矢量应该由，和3个基本矢量进行合成，即 分别表示的作用时间， （4.6） 令 ，，， （4.7） 其中，表示向上取整，表示向下取整，例如，，表示调制空间矢量在坐标系中的坐标。 从图4.4中可以看出，必然位于由，，和4个向量顶点构成的四边形中，其中和是两个必然使用的基本向量，这两个向量顶点的连线将四边形分为两个三角形区间，第3个基本向量必然和位于,顶点连线的同一侧，可以用式（4.8）判断第3个基本向量是使用还是使用。 （4.8） 如果式（4.8）大于0，则第3个基本向量为，如果式（4.8）小于0，则第3个基本向量为。 当时，令 （4.9） 将（4.9）代入（4.5），（4.6），得： （4.10） 其中，，，将该关系代入式（4.10）可以解得： （4.11） 在坐标系中，所有基本矢量的坐标都是整数，，。因此式（4.11）可以简化为： （4.12） 同理，当时，令 （4.13） 代入式（4.5）（4.6），得： （4.14） 其中，，，将该关系代入式（4.14）可以解得： （4.15） 又，，因此 （4.16） 通过以上算法，就可以十分容易的确定合成调制矢量的三个基本电压矢量以及它们各自作用的时间。 在确定了进行合成的基本电压矢量和各个矢量的作用时间之后，还必须确定三个基本电压矢量的作用顺序，在这个环节上遵循以下原则： （1）桥臂状态只允许这4种变换方式，不允许出现的变换。也就是说，桥臂电压一次只允许变化； （2）每一次只改变一个桥臂的开关状态以减少开关次数。 （3）为了保证在三角形区间进行切换时不增加开关次数，每个开关周期都从短矢量开始。 图4.5 ～60°矢量空间 图4.5表示0°～60°的矢量空间，该空间被分为4个三角形区间，按照上文规定的原则，表4-4列出了在各个三角形区间内可能的开关顺序。由空间矢量调制理论可知，在一个开关周期内开关向量应该是对称的，这样输出谐波最小，表4-4只列出了前半个开关周期内的矢量作用顺序。 表4-4 ～60°矢量空间基本电压矢量作用顺序 （2）110-111-211-221 （2）110-210-211-221 （1） 此时，顶点的轨迹只存在于三角形a中，可以任意选择一种矢量作用顺序。 （2） 此时，顶点的轨迹为a－c－a，可以选择a(1)与c(1)组合或者a(2)与c(2)组合，这样在由三角形a到三角形c或由三角形c到三角形a时不会增加额外的开关次数。 （3） 此时，顶点轨迹只存在于三角形c中，可以任意选择一种矢量作用顺序。 （4） 此时，顶点轨迹为b－c－d，当由三角形b到三角形c时应选用b(1)与c(1)组合，当由三角形c到三角形d时应选用c(2)与d(1)组合。 为了控制的方便，规定当与g轴的夹角在0°～30°之间时使用a(1),b(1),c(1),d(1)，当在30°～60°之间时使用a(2),b(1),c(2),d(1)。这样既保证了基本电压矢量作用顺序的唯一性，简化了控制，又避免了增加额外的开关次数，减少了开关损耗。 60°～120°，120°～180°，180°～240°，240°～300°，300°～360°5个区间与0°～60°区间类似，可按上述方法进行类推。 下面总结一下三电平空间矢量调制的软件算法步骤： （1）确定调制空间矢量的位置，即获得在坐标系中的坐标； （2）按照本节所述的方法，计算出合成的三个基本电压向量的作用时间； （3）确定所处的三角形，按照上文所述的基本空间矢量作用顺序输出控制信号。 4.3 直流侧电压平衡 三电平逆变器在直流侧串联两个电容，将输入直流电压进行分压，以直流电容中点为参考点，通过箝位二极管在桥臂上形成三电平输出。每个功率开关管承受电压等于直流侧一个电容上的电压。只有在两个直流电容电压保持平衡时，每个功率开关管上的电压才是直流电压的一半，才能保证系统的可靠运行。如果两个直流电容上的电压不平衡，不仅会增加输出电压的谐波含量，而且某些功率开关管上的电压会增加，严重时会损坏功率管和直流电容。因此，必须采取一定的措施，减小输入电容上的电压差，保持输入电容上的电压平衡。 正如4.2节所介绍的，三电平逆变器的基本电压矢量分为零矢量，短矢量，中矢量和长矢量4种，如表4-5所示。 表4-5 三电平逆变器的基本电压矢量 211,221,121,122,112,212 图4.6 三电平逆变器直流侧简图 在使用零矢量和长矢量时，因此，零矢量和长矢量对直流电容电压的平衡都没有影响。而每一个中矢量都是唯一的，因此，中矢量对直流电容电压的影响是不可控的。短矢量不仅对直流电容电压有影响，而且每一个短矢量都有两种开关状态与之对应，每个开关状态对直流电容电压的影响又是相反的，因此，可以通过对短矢量的控制实现直流侧的电压平衡。 现在将短矢量分成两组：正矢量和负矢量，如表4-6所示。 表4-6 短矢量分类 （a）使用正矢量 （b）使用负矢量 图4.7 短矢量 （a） （b） （c） （d） 图4.8 正负矢量对直流电容电压的影响 从图4.8中可以得到以下结论： （1）使用正矢量时可能出现两种情况：如图4.8（a）所示，此时放电，充电，下降，上升；如图4.8(b)所示，此时充电，放电，上升，下降； （2）使用负矢量也可能出现两种情况：如图4.8（c）所示，此时充电，放电，上升，下降；如图4.8（d）所示，此时放电，充电，下降，上升； （3）从（1），（2）中又可以总结出以下结论：当时，正矢量使放电，充电，下降，上升；负矢量使充电，放电，上升，下降；当时，正矢量使充电，放电，上升，下降，负矢量使放电，充电，下降，上升。 从结论（3）可以看出，只要检测直流侧输入电流的方向以及直流电容电压，，就可以通过正负矢量对直流电容电压的相反作用，保持直流电容电压的平衡。正如4.2节所叙述的，每一个开关周期内基本电压矢量总是从短矢量开始又回到同一个短矢量，例如，在图4.5所示的a三角形区域内，一个开关周期的矢量输出顺序为：100-110-111-211-111-110-100，其中100和211表示的是同一个基本电压矢量，100为负矢量而211是正矢量，由于它们表示的是同一个基本电压矢量，因此，只要保证100和211的作用时间之和等于矢量应该作用的时间即可。这样就可以得到保持直流电容电压平衡的算法： 检测量：输入电容两端的电压 直流输入电流 其中为设定的输入电容压差范围，表示正矢量的作用时间，表示负矢量的作用时间，表示正负矢量作用时间之和，也就是计算得到的该短矢量的作用时间，为计算比例系数，是一个常数。 当时，如果大于并且超过设定的输入电容压差范围，则负矢量不起作用，正矢量使尽快减小；如果小于并且超过设定的输入电容压差范围，则正矢量不起作用，负矢量使尽快增大；如果与之差在设定的输入电压压差范围之内，则>时，正矢量的作用时间长，使减小， <时，负矢量的作用时间长，使增大。 当时，如果大于并且超过设定的输入电容压差范围，则正矢量不起作用，负矢量使尽快减小；如果小于并且超过设定的输入电容压差范围，则负矢量不起作用，正矢量使尽快增大；如果与之差在设定的输入电压压差范围之内，则>时，负矢量的作用时间长，使减小， <时，正矢量的作用时间长，使增大。 4.4 硬件设计 设计要求： 输入直流电压：1000V~1500V 输出相电压：380VAC/50HZ 输出功率：15KVA 4.4.1 逆变桥主电路设计 三相逆变器主电路的功能是将高压直流电逆变为三相三线交流电，它的器件选用、电路设计、冷却结构和工艺等都需要精心设计，以保证系统具有高的可靠性、好的维修性以及高效率。 在常用的全控开关电力电子器件中，双极型大功率晶体管（GTR）具有导通饱和压降小，电压容量大等显著优点，因此被广泛应用于大功率变换电路中。但晶体管有明显的缺点：电流驱动，驱动损耗大、开关速度低。尤其是存贮时间长，从而引起较大的开关损耗，特别当开关频率很高时，开关损耗比较显著。功率场效应晶体管（MOSFET）与双极型晶体管恰好相反，其开关速度快，开关损耗低，可以工作在较高的工作频率；电压驱动，驱动损耗低；其导通电阻是正温度系数，易于并联。但是它电流容量小，饱和压降比较大，且随着阻断电压的提高，导通电阻近似成正比上升。绝缘栅双极型晶体管（IGBT）作为新发展起来的电力电子器件，它兼有GTR和MOSFET两种晶体管的优点，抛弃了两者的缺点。该器件的输入控制级为场效应管，而输出级为双极型晶体管GTR，故驱动功率小。它具有如下优点：1).开关频率高，因此正弦脉宽调制时可以用较高的开关频率来削弱输出谐波分量，减小谐波损耗。而且随着功率管工作开关频率的提高，输出电压中的谐波成分多为高频，这样就可以降低输出滤波器电感和电容，可采取较小的滤波器，从而减小系统的体积重量，提高效率；2). IGBT作为电压控制自关断器件，输入阻抗高，栅级所需驱动功率很小，这样可以简化功率管驱动电路和变频器的结构，提高系统可靠性；3). IGBT的饱和压降比MOS器件压降小，且电流容量大，耐压高，安全工作区宽。 本系统的三相桥式逆变器中，需要用12个主功率管，12个续流二极管。主功率管的工作开关频率为50×72=3600Hz，功率管承受最大电压，考虑1.5倍的安全裕量，IGBT的耐压为1.5×725=1087.5V。功率管流过电流瞬时最大值imax＝A，考虑1.5倍的安全裕量，IGBT的电流可取A。综合以上计算，选用EUPEC公司的型号为BSM50GB120DN2的IGBT，其电压、电流参数：VCES＝1200V，IC＝50A。 4.4.2 箝位二极管的选择 三电平逆变器主电路中还需要用到6个箝位二极管，这些二极管上承受的反压等于一个输入电容上的电压。因此箝位二极管承受的最大电压为725V，考虑1.5倍的安全裕量，箝位二极管的耐压为1087.5V。流经箝位二极管的电流为某一相桥臂的相电流，因此，箝位二极管流过的最大瞬时电流为18.6A，考虑1.5倍的设计裕量，箝位二极管的电流可取27.9A。选用IXYS公司的DESI60-12，额定电压为1200V，额定电流为60A，反向恢复时间为35ns。 4.4.3 输出滤波器设计 滤波器设计的基本要求如下：1．在满足输出电压波形失真度要求的前提下，尽量提高滤波器的谐振频率，以减小其体积和重量。2．滤波电路应具有较低的输出阻抗，以减小负载变化时对滤波器滤波效果的影响。3．尽量低的损耗。 (1) 谐振频率选择 在理想开关条件下，采用电压空间矢量控制方案时，输出电压中所有偶数次谐波、3及3的倍数次谐波都为零，5、7、11、13等低次谐波含量也很小，滤波器的谐振频率可以取得较高。但由于实际系统中存在控制信号死区、信号传输延时、晶体管开关时间以及功率器件参数不完全一致等因素，输出电压中含有一定的低次谐波，了滤波器谐振频率的提高。根据滤波要求，滤波器谐振频率不能超过基频的五倍，并为了避免对某次谐波过度放大，谐振频率不能取得靠近整数，设f1为输出滤波器的谐振频率，f0为输出电压频率，可取输出滤波器的谐振频率f1=4.5f0=225Hz。 (2) 电感电容参数的选择 滤波器谐振频率确定以后，LC的乘积也就确定了，还需要选择电感和电容的具体数值。当电感L较大时，电感上电压降也就比较大，为了保证输出稳定在380V，直流母线电压将相应升高，这就增大了功率晶体管的电压应力。此外，当系统带有不平衡负载时，流过电感的不对称电流所产生的压降将造成三相输出电压的中点偏移。从这些方面考虑，电感取值要尽量小。但由于谐振频率一定，减小电感势必要增大电容，过大的电容将大大增加电容的体积重量，增大功率晶体管的电流负担，而且一定量的电感也有助于过载或短路时输出电流上升率，对系统起保护作用。经综合考虑后，取L=3mH，C=80μF。 4.4.4 功率模块驱动隔离电路 本系统中功率管选用IGBT，驱动芯片选用混合集成IGBT驱动器M57962L，驱动电路如图4.9。M57962L是高速光耦隔离输入，有2500VAC的高绝缘强度，与TTL电平兼容，内藏定时逻辑短路保护电路，并具有延时保护特性，而且驱动功率大，省去了驱动变压器。M57962L的4、6脚之间为电源25V，13、14脚为驱动信号输入，当13、14脚之间电压为0时，即13脚电压为VCC时，G、E之间电压为－10V，IGBT关断；当13脚电压为0时，G、E之间输出＋14V，IGBT开通。IGBT正常开通时，C、E之间饱和导通电压较低，当IGBT短路时，流过IGBT的电流非常大，使得C、E之间电压增大，8脚检测到此电压过高时，光耦4N25的发光二极管导通，保护信号PRO变为低电平，并执行保护功能。 图4.9 驱动电路 4.5 仿真及试验结果 本节使用MATLAB PSB工具箱对4.2节，4.3节所述的算法进行了仿真验证，图4.10为总的系统框图。 图4.10 三电平逆变器MATLAB仿真系统框图 其中3level inverter子模块是三电平逆变器的主电路结构，如图4.11所示。control子模块是控制的核心，输入采样值，输出控制信号，这一部分相当于系统中DSP计算的部分。 图4.11 3level inverter子模块内部结构 图4.12 control子模块内部结构 图4.12中的svpwm3是用MATLAB S-Function按照上文所述的算法编写的一段程序，其功能与DSP实际核心程序相当。 图4.13是输出电压的仿真结果，明三相输出电压为互差120°的正弦波，上文所述的算法是正确的。图4.14，4.15分别为进行输入直流中点电压平衡和不进行输入直流中点电压平衡时对应的直流中点电压值，很明显，进行直流中点电压平衡之后，两电容上的电压差大为减小。 图4.13 三相输出电压的仿真波形 图4.14 中点电压平衡的直流中点电压 图4.15 无中点电压平衡的直流中点电压 表4-6列出了空载情况下在基于TMS320LF2407A的数字试验平台上进行试验的结果。 表4-6 三电平逆变器试验数据 4.6 本章小结 本章详细叙述了空间矢量三电平逆变器的控制方法，介绍了一种简单的，适用于数字实时计算的空间矢量调制方法。这种算法通过简单的坐标变换，将电压基本空间矢量的坐标转换成整数，极大的方便了DSP的实时运算，减小了计算量。另外，为了解决输入直流电压平衡的问题，本文分析了不同的矢量对输入直流电压平衡的影响，提出了解决方案。最后，用MATLAB的PSB工具箱对所有算法进行了仿真，并在硬件平台上进行了实验，验证了算法的正确性。 第五章 结束语 5.1 全文小结 本文针对“基于DSP的电源数字控制研究”这一硕士课题，详细介绍了DSP芯片的发展和应用现状，结合数字功率因数校正和数字三电平逆变器控制两个控制实例，分析和介绍了DSP芯片在AC-DC，DC-AC数字控制领域的应用。主要进行了以下工作： 1．设计并制作了基于Motorola DSP芯片DSP56F8323的数字PFC通用硬件平台，包括DSP控制电路，硬件采样保护电路，功率主电路中主要元件的参数设计等。 2．设计并制作了基于TI DSP芯片TMS320LF2407A的数字三电平逆变器通用硬件平台，包括DSP控制电路，硬件采样保护电路，主功率电路设计，驱动电路设计，辅助电源设计等。 3．分析建立了Boost PFC电路数学模型，并依据该数学模型设计了数字调节器的参数，使用MATLAB对控制算法和硬件参数进行了仿真验证，在硬件平台上对数字PFC算法进行了实验，优化了控制参数，取得良好的控制效果。 4．详细论述了空间矢量三电平逆变器控制的控制方法，介绍了一种简单的空间矢量算法，针对三电平逆变器直流电压平衡的问题，分析了电压矢量对输入直流电压平衡的影响，提出了平衡直流电压的方法，并且用MATLAB对控制算法和硬件参数进行了仿真，验证了算法的正确性。 5．使用C语言编写了数字PFC的所有控制程序，包括软启动，数字PI调节器，软件保护，软件滤波等。 6．使用汇编语言编写了数字三电平逆变器的所有控制程序，包括空间矢量控制信号的产生，软件保护，软件滤波等。 5.2 进一步工作展望 由于研究时间与实验条件的，对于数字开关电源的研究还有许多问题值得研究，同时，利用现有的数字化变换器平台，还可非常方便地进一步开展许多相关方面的课题研究。下面给出了几个可以进行更深入研究工作的设想： 1. 数字通信电源全数字控制系统的完善 目前完成的500W通信电源样机是由两部分构成的，PFC以及DC/DC，其控制电路也分为两个部分，正如第二章所叙述的，这两部分控制电路在硬件上是完全兼容的，因此可以进一步考虑将两部分控制合成在一个控制板上，由一片DSP芯片完成。本课题的硬件电路设计时已经预留了单DSP控制的接口，必要时只要将DSP控制板更换即可。这种设想主要取决于DSP的计算速度，为了减少开发周期，本课题的所有程序都是用C语言编写的，可以用汇编语言编写来减少软件的消耗。 2. 三电平逆变器数字控制系统的完善 由于时间的，基于DSP的三电平逆变器课题研究并没有完全结束，前期的工作仅限于控制算法的确立以及硬件平台的设计与构成，还有大量的工作有待完成。首先应将直流母线电压升高至额定电压，检验输出电压THD是否始终达到＜3%的要求；其次逐渐加载，观察直流侧的电容电压，再加入直流侧电压平衡的算法，验证该算法是否可以有效的起到平衡电容电压的作用；最后还应该检测输出电压，实现闭环，在不同输入电压，不同负载时保持输出电压稳定不变，观察突加，突卸负载时的动态效果。 3. 数字测控系统的完善 通过串行通信口建立DSP与PC机的通信，在PC机上构成观察窗口，可以在该窗口中显示当前系统状况，更改系统输出参数等，实现互动操作。 参考文献 [1]张立，赵永健，现代电力电子技术，北京：科学出版社，1992 [2]丁道宏主编，电力电子技术（修订版），北京：航空工业出版社，1999 [3]丁道宏，国内外开关电源的发展展望，《中兴通讯技术》第72期 [4]张雄伟，曹铁勇编著，DSP芯片的原理与开发应用（第2版），北京：电子工业出版社，2001 [5]黄凤英，DSP原理与应用，南京：东南大学出版社，1997 [6]赵良炳，谈谈我国开关电源未来发展的几点想法，《中国电源博览》，2002年第2期 [7]邵贝贝，龚光华，薛涛，刘永毅等编著，Motorola DSP型16位单片机原理与实践，北京：北京航空航天大学出版社，2003 [8]刘和平，严利平，张学锋，卓清锋编著，TMS320LF240x DSP结构、原理及应用，北京：北京航空航天大学，2002 [9]DSP56800 16-Bit Digital Signal Processor Family Manual. 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IEEE Trans. on Industry Applications, 2001, 37(2): 637~1 攻读硕士期间发表的论文 1.李春燕，严仰光，逆变器智能电压调节，第三届电力电子与电力传动年会，2002 2.李春燕，沈忠亭，严仰光，最优PWM开关角的在线计算，南航学报，录用 致 谢 首先，我要感谢我的导师严仰光教授，感谢他三年来对我的支持，鼓励和帮助。他渊博的专业知识，严谨的治学态度和淡泊的处世方式给我留下了深刻的印象并且将影响我的一生。 我要感谢陈新老师在课题完成过程中给我的无私帮助，教会我分析问题和解决问题的方法，提高了我的实践和动手能力。在完成论文的过程中，他还为我提供了大量的参考资料，并仔细的帮助我审阅了全文，提出了很多宝贵意见，在此对他的支持和帮助表示最衷心的感谢。 我要感谢课题组的所有成员，硕士研究生洪峰、昌建军、张亮、叶益青，感谢他们在课题进行过程中给予我的友谊与帮助，没有他们的支持和帮助，课题是不可能顺利完成的。 我要感谢实验室的每一位同学，博士研究生梁永春，陈良亮，沈忠亭，王赞，同届硕士研究生黄蕾，赵海舟，方宇，朱成白，刘玉云，李明珠。在共同的学习生活中，他们给了我很多勉励和帮助，彼此之间获得了珍贵的友谊，在此我对他们表示衷心的感谢。 最后我要感谢我的父母和所有爱我，关心我的朋友们，谢谢他们这么多年一直在我身边支持我，鼓励我，给予我最无私的爱和关怀，谢谢他们！ 谨以此文献给所有关心、支持和帮助我的老师、亲人和朋友们！ 李春燕 2004年2月于航空电源航空科技重点实验室
3.6 仿真与实验MIPS= 60 DSP芯片主频= 60MHZ 开关频率= 100KHZ 重载频率= 50KHZ 电流环采样频率= 50KHZ 电压环采样频率= 20KHZ 完成1个通道AD转换的时间= 1.7us 采样通道数＝ 3 中断名称 中断任务 重载中断 ●启动ADC 定时器TA3周期中断 ●计算电压环，得到电压环输出——a 故障中断 ●屏蔽所有PWM输出
表3-4 仿真模块说明输入电压 220V/50HZ 输出功率 500W 输出电压 380V 输入电感 (L) 500μH 输出电容 (C) 940uF 输入电压采样系数（GainVin） 1/450 输出电压采样系数（GainVo） 1/450 电感电流采样系数（GainIL） 0.3 模块名称 说明 pfc_v_control 如图3.19所示，模拟了具有饱和特性的PI算法，为电压环的PI调节器 pfc_i_control 结构与pfc_v_control模块相同，为电流环的PI调节器 I_pi_ref_cal 如图3.20所示，引入输入电压前馈控制，计算电流环给定 pwm 如图3.21所示，将电流环的输出与三角波交截，产生控制信号 V_avg_cal 这是用S-function模块编写的一段计算输入电压平均值的程序，采用3.5.2节中介绍的算法
图3.23为输出满载，输入电压有效值为110V时的输入电压电流波形，图3.24为输出满载，输入电压有效值为220V时的输入电压电流波形，1通道为电压波形，2通道为电流波形。其中电压的比例为1:500，电流的比例为1:10。输入电压有效值＝110V 输入电压有效值＝220V Kpv 5 20480（Q12） Kpv 5 20480（Q12） Kiv 0.007 229（Q15） Kiv 0.007 229（Q15） Kpi 0.17 700（Q12） Kpi 0.44 1800（Q12） Kii 0.044 1450（Q15） Kii 0.09 3000（Q15）
表3-7，3-8分别为输入电压在110Vrms和220Vrms，输出负载变化时的实验数据。从这些数据可以看出，当负载从满载到空载变化时，输出电压保持不变，输入功率因数始终都比较高。（V） （A） （W） 85 7.572 0.2 0.992 382.1 100 6.23 629.2 0.992 382.2 113.8 5.559 625.4 0.993 382.2 125 4.995 623.8 0.993 382.1 136.7 4.573 618.7 0.991 382.3 176.3 3.471 607 0.991 382.3 190 3.22 605.3 0.9 382.3 202.9 3.013 603 0.9 382.2 220 2.761 600.2 0.9 382.2 240.7 2.532 597.5 0.984 382.3 255 2.362 596.3 0.98 382.3 265 2.3 597.5 0.976 382.1
表3-8 负载效应实验数据（Vinrms＝220V）输出功率（W） 109.4 0.994 1.508 382.3 576.5 110.1 0.994 1.323 382.4 506 110.56 0.993 1.135 382.5 434 111.05 0.991 0.947 382.4 362 110.54 0.988 0.758 382.4 2.8 110.37 0.997 0.569 382.2 217.6 111.27 0.993 0.381 382.3 141.6 112.02 0.968 0.193 381.9 73.7
图3.25、3.26、3.27、3.28为系统的动态实验图，证明系统在突加载和突卸载时都是稳定的。输出功率（W） 219.8 0.994 1.51 381.9 578.4 220.1 0.993 1.32 382.2 505.5 220.8 0.993 1.13 382.1 433.2 221.6 0.992 0.945 382.1 361 221.7 0.992 0.756 382.2 288.9 222.1 0.99 0.567 382.2 216.8 222.8 0.988 0.38 382.4 145 223.4 0.976 0.191 382.2 73
从表4-1可以看出，三电平逆变器的桥臂状态比两电平逆变器多出了一种状态，即输出桥臂电压为0的状态。+ 1 1 0 0 2 0 0 1 1 0 1 0 0 1 1 0 桥臂向量 0 0 0 0 0 0 1 1 1 2 2 2 0 1 0 0 0 0 1 1 0 0 0 1 0 0 0 0 1 1 0 0 0 1 0 0 1 0 1 0 0 2 1 1 0 2 2 1 0 0 1 2 1 0 1 2 2 0 0 1 1 2 0 2 1 2 0 2 1 0 0 1 2 0 0 0 2 1 0 0 1 2
应用坐标变换的方法将坐标系中的向量转换到坐标系，即0 1 0 2 0 2 0 1 2 0 0 2 2 0 0 2 0 0 2 2 0 0 2 2 0 2 桥臂向量 0 0 0 0 0 1 1 1 0 0 2 2 2 0 0 1 0 0 1 0 1 1 0 0 1 0 0 1 1 -1 0 0 0 1 1 0 1 2 1 1 1 0 2 2 1 1 2 1 1 2 2 -1 0 1 1 2 2 1 2 2 1 0 1 2 0 0 0 2 1 0 1 2 1 0 2 0 2 0 1 2 0 0 2 0 2 2 0 1 0 2 0 -1 0 2 2 -2 0 0 0 2 -1 2 0 2 1
从表4-4可以看出，在三角形a和三角形c中有两种矢量作用顺序可以选择，而三角形b，d中只有一种矢量作用顺序。为了减少开关损耗，应尽量减少开关次数。因此当调制矢量所处三角形区间变化时，也应该保证只改变一个桥臂的开关状态。按照调制矢量模值的大小，其在0°～60°矢量空间的运动轨迹可以有以下几种：三角形 基本电压矢量作用顺序 a （1）100-110-111-211 b （1）100-200-210-211 c （1）100-110-210-211 d （1）110-210-220-221
只有在两个直流电容的充放电状态不一致时会出现电容电压不平衡的情况，即只有在的时候才不会影响直流电容电压的平衡。零矢量 000,111,222 短矢量 100,110,010,011,001,101, 中矢量 210,120,021,012,102,201 长矢量 200,220,020,022,002,202
使用正矢量时，负载并在两端，使用负矢量时，负载并在两端。例如，图4.7为短矢量分别使用正矢量和负矢量的示意图。图4.8显示了正矢量和负矢量对直流电容电压的影响。短矢量 正矢量 211,221,121,122,112,212 负矢量 100,110,010,011,001,101
从实验结果可以看出，随着输入直流电压的升高，输出正弦波形的THD越来越小，当输入电压加到90V左右时，输出THD已降到3%以内。证明了本文所阐述的算法是正确的，可以实现三电平逆变器的正弦输出。15 5.336 5.43 30 10.807 4.24 60 22.21 3.955 90 33.6 2.7 120 44.11 2.36
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