降压斩波电路

直流斩波电路是将直流电变成另一种固定电压或可调电压的 DC-DC 变换器 , 如果改变开关的动作频率，或改变直流电流接通和断开的时间比例，就可以改变加到负载上的电压、电流平均值。在直流传动系统、充电蓄电电路、开关电源、电力电子变换装置及各种用电设备中得到普通的应用。随之出现了诸如降压斩波电路、升压斩波电路、升降压斩波电路、复合斩波电路等多种方式的变换电路。直流斩波技术已被广泛用于开关电源及直流电动机驱动中，使其控制获得加速平稳、快速响应、节约电能的效果。

全控型电力电子器件MOSFET在牵引电传动电能传输与变换、有源滤波等领域得到了广泛的应用。

 Buck Chopper  MOSFET  Simulink  高频开关

1  降压斩波电路主电路基本原理

高频开关稳压电源已广泛运用于基础直流电源、交流电源、各种工业电源，通信电源、通信电源、逆变电源、计算机电源等。它能把电网提供的强电和粗电，它是现代电子设备重要的“心脏供血系统”。BUCK变换器是开关电源基本拓扑结构中的一种，BUCK变换器又称降压变换器，是一种对输入输出电压进行降压变换的直流斩波器，即输出电压低于输入电压，由于其具有优越的变压功能，因此可以直接用于需要直接降压的地方。

降压斩波电路主电路原理图如图1所示。

图1 降压斩波电路主电路原理图

t=0时刻驱动V导通，电源E向负载供电，负载电压，负载电流i0按指数曲线上升。

t=t1时控制V关断，二极管VD续流，负载电压u0近似为零，负载电流i0呈指数曲线下降。

通常串接较大电感L使负载电流连续且脉动小。

至一个周期T结束，再驱动V导通，重复上一周期过程。当电路工作稳定时，负载电流在一个周期的初值和终值相等，如图2所示。

图2  电流连续时的工作波形

负载电压的平均值为：

式中，为V处于通态的时间，为V处于断态的时间；T为开关周期；为导通占空比，简称占空比或导通比。

输出到负载的电压平均值U0最大为E，减小占空比，U0随之减小。

负载电流的平均值为：

若负载中L值较小，则在V关断后，到了t2时刻，如图3所示，负载电流已衰减至零，会出现负载电流断续的情况。

图3 电流断续时的工作波形

由波形可见，负载电压U0平均值会被抬高，一般不希望出现电流断续的情况。

根据对输出电压平均值进行调制的方式不同，斩波器的可有三种控制方式：

（1）脉冲宽度调制（PWM）：保持开关周期T不变，调节开关导通时间ton。

（2）频率调制：保持开关导通时间ton不变，改变开关周期T。

（3）混合型：ton和T都可调，使占空比改变。

对降压斩波电路进行解析:

基于分时段线性电路这一思想，按V处于通态和处于断态两个过程来分析，初始条件分电流连续和断续。

电流连续时得出

式中

I10和I20分别是负载电流瞬时值的最小值和最大值。  

把上述式子用泰勒级数近似，可得 

平波电抗器L为无穷大，此时负载电流最大值、最小值均等于平均值。 

所示的关系还可从能量传递关系简单地推得，一个周期中，忽略电路中的损耗，则电源提供的能量与负载消耗的能量相等，即  

则

假设电源电流平均值为I1，则有

其值小于等于负载电流Io，由上式得 

即输出功率等于输入功率，可将降压斩波器看作直流降压变压器。

电流断续时有I10=0，且t=ton+tx时，I2=0，可以得出 

当时，电路为电流断续工作状态，是电流断续的条件，即

输出电压平均值为 

负载电流平均值为 

根据上式可对电路的工作状态做出判断。该式也是最优参数选择的依据。

2  MOSFET基本性能简介

MOSFET的原意是：MOS（Metal Oxide Semiconductor金属氧化物半导体），FET（Field Effect Transistor 场效应晶体管），即以金属层（M）的栅极隔着氧化层（O）利用电场的效应来控制半导体（S）的场效应晶体管。 

功率场效应晶体管也分为结型和绝缘栅型,但通常主要指绝缘栅型中的 MOS 型（Metal Oxide Semiconductor FET）,简称功率 MOSFET（Power MOSFET）。结型功率场效应晶体管一般称作静电感应晶体管（Static Induction Transistor--SIT）。其特点是用栅极电压来控制漏极电流，驱动电路简单，需要的驱动功率小，开关速度快，工作频率高，热稳定性优于GTR，但其电流容量小，耐压低，一般只适用于功率不超过 10kW 的电力电子装置。

2.1  电力MOSFET的结构和工作原理

MOSFET种类和结构繁多，按导电沟道可分为P沟道和N沟道。按栅极电压幅值可分为：耗尽型，当栅极电压为零时漏源极之间就存在导电沟道；增强型，对于N（P）沟道器件，栅极电压大于（小于）零时才存在导电沟道。电力MOSFET 主要是N沟道增强型。

2.1.1  电力MOSFET的结构 

电力MOSFET的内部结构和电气符号如图4所示，其导通时只有一种极性的载流子（多子）参与导电，是单极型晶体管。导电机理与小功率MOS管相同，但结构上有较大区别，小功率MOS管是横向导电器件，功率MOSFET大都采用垂直导电结构，又称为VMOSFET（Vertical    MOSFET），大大提高了MOSFET 器件的耐压和耐电流能力。

a)内部结构断面示意图    b)电气图形符号

图4  电力MOSFET的结构和电器图形符号

按垂直导电结构的差异，又分为利用V型槽实现垂直导电的VVMOSFET和具有垂直导电双扩散MOS结构的VDMOSFET（Vertical Double-diffused MOSFET）。

2.1.2  功率MOSFET的工作原理 

截止：漏源极间加正电源，栅源极间电压为零。P基区与N漂移区之间形成的PN结J1反偏，漏源极之间无电流流过。 

导电：在栅源极间加正电压UGS，栅极是绝缘的，所以不会有栅极电流流过。但栅极的正电压会将其下面P区中的空穴推开，而将P区中的少子-电子吸引到栅极下面的P区表面 

当 UGS大于UT（开启电压或阈值电压）时，栅极下P区表面的电子浓度将超过空穴浓度，使P型半导体反型成N型而成为反型层，该反型层形成N沟道而使PN结J1消失，漏极和源极导电。 

2.2  功率MOSFET的基本特性 

2.2.1  静态特性

漏极电流ID和栅源间电压UGS的关系称为MOSFET的转移特性，ID较大时，ID与UGS的关系近似线性，曲线的斜率定义为跨导Gfs，即

MOSFET是电压控制型器件，其输入阻抗极高，输入电流非常小。

静态特性MOSFET的转移特性和输出特性如图5所示。

a) 转移特性                b) 输出特性

图5  电力MOSFET的转移特性和输出特性

MOSFET 的漏极伏安特性（输出特性）：截止区（对应于GTR的截止区）；饱和区（对应于GTR的放大区）；非饱和区（对应于GTR的饱和区）。电力MOSFET工作在开关状态，即在截止区和非饱和区之间来回转换。电力MOSFET漏源极之间有寄生二极管，漏源极间加反向电压时器件导通。

电力MOSFET的通态电阻具有正温度系数，对器件并联时的均流有利。

2.2.2  动态特性

动态特性MOSFET其测试电路和开关过程波形如图6所示。 

a)测试电路                   b)开关过程波形

图6  电力MOSFET的开关过程

图中up为矩形脉冲电压信号源，Rs为信号源内阻，RG为栅极电阻，RL为漏极负载电阻，RF用于检测漏极电流。

开通过程：

（1）开通延迟时间 td(on) ：Up前沿时刻到UGS=U并开始出现iD的时刻间的时间段。

（2）上升时间tri：UGS从UT上升到MOSFET进入非饱和区的栅压UGSP 的时间段；iD稳态值由漏极电源电压 UE和漏极负载电阻决定。UGSP的大小和iD的稳态值有关，UGS达到UGSP后，在Up作用下继续升高直至达到稳态，但iD已不变。 

（3）开通时间ton：开通延迟时间与上升时间之和，即

关断过程：

（1）关断延迟时间td(off)：Up下降到零起，Cin通过RS和RG放电，UGS按指数曲线下降到UGSP时，iD开始减小为零的时间段。 

（2）下降时间tf：UGS从UGSP继续下降起，iD减小，到 UGS< UT时沟道消失，iD下降到零为止的时间段。 

（3）关断时间 toff：关断延迟时间和下降时间之和,即

电力MOSFET是场控器件，静态时几乎不需输入电流。但在开关过程中需对输入电容充放电，仍需一定的驱动功率。开关频率越高，所需要的驱动功率越大。

2.3  电力MOSFET的主要参数

    （1）漏极电压UDS  这是标称电力MOSFET电压定额的参数。

    （2）漏极直流电流ID和漏极脉冲电流幅值IDM  这是标称电力MOSFET电流定额的参数。

    （3）栅源电压UGS  栅源之间的绝缘层很薄，将导致绝缘层击穿。

    （4）极间电容  MOSFET的三个电极之间分别存在极间电容CGS、CGD、CDS。一般生产厂家提供的是漏源极短路时的输入电容Ciss、共源极输出电容Coss和反向转移电容Crss。它们之间的关系是

这些电容都是非线性的。

    一般来说，电力MOSFET不存在二次击穿问题，这是它的一大优点。在实际使用中，仍应注意留适当裕量。

3  电力MOSFET驱动电路

3.1  MOSFET的栅极驱动

电力MOSFET的栅极输入端相当于一个容性网络，它的工作速度与驱动源内阻抗有关。由于CISS的存在，静态时栅极驱动电流几乎为零，但在开通和关断动态过程中，仍需要一定的驱动电流。假定开关管饱和导通需要的栅极电压值为 VGS，开关管的开通时间TON包括开通延迟时间TD和上升时间TR两部分。 

开关管关断过程中，CISS通过ROFF放电，COSS由RL充电，COSS较大，VDS（T）上升较慢，随着VDS(T)上升较慢，随着VDS（T）的升高COSS迅速减小至接近于零时，VDS（T）再迅速上升。 

根据以上对电力MOSFET特性的分析，其驱动通常要求：

1触发脉冲要具有足够快的上升和下降速度。

2开通时以低电阻力栅极电容充电，关断时为栅极提供低电阻放电回路，以提高电力MOSFET的开关速度。

3为了使电力MOSFET可靠触发导通，触发脉冲电压应高于管子的开启电压，为了防止误导通，在其截止时应提供负的栅源电压。

4功率开关管开关时所需驱动电流为栅极电容的充放电电流，功率管极间电容越大，所需电流越大，即带负载能力越大。

3.2  MOSFET驱动电路介绍及分析 

3.2.1  不隔离的互补驱动电路

a)b)

图7  常用的不隔离的互补驱动电路

图 7a）为常用的小功率驱动电路，简单可靠成本低。适用于不要求隔离的小功率开关设备。图7（b）所示驱动电路开关速度很快，驱动能力强，为防止两个MOSFET管直通，通常串接一个0.5～1Ω小电阻用于限流，该电路适用于不要求隔离的中功率开关设备。这两种电路特点是结构简单。 

MOSFET栅极的关断速度变慢。 

3.2.2  隔离的驱动电路

（1）正激式驱动电路 

电路原理图如图8所示,N3为去磁绕组,S2为所驱动的功率管。R2为防止功率管栅极、源极端电压振荡的一个阻尼电阻。因变压器漏感较小,且从速度方面考虑,一般R2较小,故在分析中忽略不计。其工作波形分为两种情况,一种为去磁绕组导通的情况，见图9（a）；一种为去磁绕组不导通的情况，见图9(b)。

图8  正激式驱动电路原理图

a)去磁绕组导通      b）去磁绕组不导通

图9  正激式驱动电路工作波形

等值电路图如图10所示，脉冲变压器的副边并联—电阻R1,它做为正激式变换器的假负载,用于消除关断期间输出电压发生振荡而误导通。同时它还可作为功率MOSFET关断时的能量泄放回路。该驱动电路的导通速度主要与被驱动的S2栅、源极等效输入电容的大小、S1的驱动信号的速度以及S1所能提供的电流大小有关。由仿真及分析可知,占空比 越小、R1越大、L越大,磁化电流越小,U1值越小,关断速度越慢。

图10  正激式驱动电路等效图

该电路具有以下优点：

1电路结构简单可靠,实现了隔离驱动。

2只需单电源即可提供导通时正、关断时负压。

3占空比固定时,通过合理的参数设计,此驱动电路也具有较快的开关速度。    

该电路存在的缺点：

1由于隔离变压器副边需要一个假负载防震荡,故该电路损耗较大。

2当占空比变化时关断速度变化加大。脉宽较窄时,由于是贮存的能量减少导致MOSFET栅极的关断速度变慢。

表1为不同占空比时关断时间toff（驱动电压从10伏下降到0伏的时间）内变化情况。

表1  不同占空比时toff的变化情况

如图11所示，V1、V2为互补工作，电容C起隔离直流的作用，T1为高频、高磁率的磁环或磁罐。 

图11  有隔离变压器的互补驱动电路

导通时隔离变压器上的电压为（1-D）Ui、关断时为D Ui，若主功率管S可靠导通电压为12V，而隔离变压器原副边匝比 N1/N2为 12/（1-D）/ Ui。为保证导通期间GS电压稳定C值可稍取大些。

该电路具有以下优点： 

1电路结构简单可靠，具有电气隔离作用。当脉宽变化时，驱动的关断能力不会随着变化。

2该电路只需一个电源，即为单电源工作。隔直电容C的作用可以在关断所驱动的管子时提供一个负压，从而加速了功率管的关断，且有较高的抗干扰能力。 

但该电路存在的一个较大缺点是输出电压的幅值会随着占空比的变化而变化。当 较小时，负向电压小，该电路的抗干扰性变差，且正向电压较高，应该注意使其幅值不超过MOSFET栅极的允许电压。当大于0.5时驱动电压正向电压小于其负向电压，此时应该注意使其负电压值不超过MOSFET栅极允许电压。所以该电路比较适用于占空比固定或占空比变化范围不大以及占空比小于0.5的场合。 

（3）集成芯片UC3724/3725构成的驱动电路

电路构成如图12所示。

图12  集成芯片UC3724/3725构成的驱动电路

其中UC3724用来产生高频载波信号，载波频率由电容CT和电阻RT决定。一般载波频率小于600kHz，4脚和6脚两端产生高频调制波，经高频小磁环变压器隔离后送到UC3725芯片7、8两脚UC3725进行调制后得到驱动信号， UC3725内部有一肖特基整流桥同时将7、8脚的高频调制波整流成一直流电压供驱动所需功率。

一般来说载波频率越高驱动延时越小，但太高抗干扰变差；隔离变压器磁化电感越大磁化电流越小，UC3724发热越少，但太大使匝数增多导致寄生参数影响变大，同样会使抗干扰能力降低。根据实验数据得出：对于开关频率小于100kHz的信号一般取（400～500）kHz载波频率较好，变压器选用较高磁导如5K、7K等高频环形磁芯，其原边磁化电感小于约1毫亨左右为好。

这种驱动电路仅适合于信号频率小于100kHz的场合，因信号频率相对载波频率太高的话，相对延时太多，且所需驱动功率增大，UC3724和UC3725芯片发热温升较高，故100kHz以上开关频率仅对较小极电容的MOSFET才可以。对于1kVA左右开关频率小于100kHz的场合，它是一种良好的驱动电路。

该电路具有以下特点：单电源工作，控制信号与驱动实现隔离，结构简单尺寸较小，尤其适用于占空比变化不确定或信号频率也变化的场合。

3.2.3  驱动电路的设计方案比较

    上述几种MOSFET驱动电路各有优缺点与适用电路，现做异同点比较于表2。

表2  不同驱动电路比较

不隔离的互补驱动电路抗干扰能力差，姑且不用。正激式驱动电路占空比变化时关断速度变化加大，任务要求中占空比需要在20%-99%之间变化，不易计算及观测开关速率，故也不用。有隔离的互补驱动电路虽然抗干扰能力好，可是其要求占空比固定或变化不大或者小于0.5，任务中要求最大将会达到0.99，大于0.5，所以在较小的时候可以用有隔离的互补驱动电路，当>0.5时不用此驱动电路。由集成芯片UC3724/3725构成的驱动电路，适用于不确定时，正好符合任务中变化大的条件，故最好使用由集成芯片UC3724/3725构成的驱动电路。

4  保护电路设计

4.1  主电路的保护电路设计

（1） 过电压保护

所谓过电压保护，即指流过MOSFET两端的电压值超过MOSFET在正常工作时所能承受的最大峰值电压Um都称为过电压。产生过电压的原因一般由静电感应、雷击或突然切断电感回路电流时电磁感应所引起。其中，对雷击产生的过电压，需在变压器的初级侧接上避雷器，以保护变压器本身的安全；而对突然切断电感回路电流时电磁感应所引起的过电压，一般发生在交流侧、直流侧和器件上，因而，下面介绍直流斩波电路主电路的过电压保护方法。其电路如图13所示.

图 13  过电压保护电路

（2）过电流保护

 所谓过电流保护，即指流过MOSFET的电流值超过MOSFET在正常工作时所能承受的最大峰值Im都称为过电流。这里采用图14所示的电路

图 14 过电流保护电路

4.2  MOSFET的保护设计

（1）静电保护

在静电较强的场合，MOSFET容易静电击穿，造成栅源短路。采用以下方法进行保护：应存放在防静电包装袋、导电材料包装袋或金属容器中。取用器件时，应拿器件管壳，而不要拿引线。工作台和烙铁都必须良好接地，焊接时电烙铁功率应不超过25W，最好使用12V～24V的低电压烙铁，且前端作为接地点，先焊栅极，后焊漏极与源极。在测试MOSFET时，测量仪器和工作台都必须良好接地，MOSFET的三个电极未全部接入测试仪器或电路前，不要施加电压，改换测试范围时，电压和电流都必须先恢复到零。

（2）防止偶然性振荡损坏器件

功率MOSFET与测试仪器、接插盒等的输入电容、输入电阻匹配不当时会出现偶然性振荡，造成器件损坏。因此，在用图示仪等仪器测试时，需在器件的栅极端子处外接10kΩ的串联电阻，也可在栅极源极之间外接大约0.5μF的电容器。

（3）过电压保护

首先是栅源间的过电压保护。如果栅源间的阻抗过高，则漏源间电压的突变会通过极间电容耦合到栅极而产生相当高的UGS电压过冲，这一电压会引起栅极氧化层永久性损坏，如果是正方向的UGS瞬态电压还会导致器件的误导通。为此要适当降低栅极驱动电路的阻抗，在栅源之间并接阻尼电阻或并接稳压值约20V的稳压管。特别要注意防止栅极开路工作。其次是漏极间的过电压防护。如果电路中有电感性负载，则当器件关断时，漏极电流的突变(di/dt)会产生比电源电压高的多的漏极电压过冲，导致器件损坏。应采取稳压管箝位，二极管RC箝位或RC抑制电路等保护措施。

（4）过电流保护

若干负载的接入或切除均可能产生很高的冲击电流，以至超过IDM的极限值，此时必须用电流传感器和控制电路使器件回路迅速展开。在脉冲应用中不仅要保证峰值电流不超过最大额定值IDM，而且还要保证其有效值电流也在正常范围之内。

5  仿真结果

用simulink进行仿真，在simulink中搭建模块，最后完成的仿真图如图15所示。

图15  simulink仿真图

任务要求输入电压Ud=200V，输出功率P0=500W，开关频率5KHz,周期T=2×10-4。占空比为20%-99%。电压设置方式如图16所示。

图16  电压Ud=200V

    查阅资料，得到各个参数计算表达式，，，，分别计算不同占空比下各个参数值，将各个参数值整理后形成表3。

表3  不同占空比下参数值设置

    当占空比为20%时，当一个周期T结束后，理论的输出电压平均值，经过相关参数调整，仿真波形图17分析后得到输出电压约为42.5V。

图17  占空比为20%时仿真波形

当占空比为40%时，当一个周期T结束后，理论的输出电压平均值，经过相关参数调整，仿真波形图18分析后得到输出电压约为42.5V。

图18  占空比为40%时仿真波形

当占空比为60%时，当一个周期T结束后，理论的输出电压平均值，经过相关参数调整，仿真波形图19分析后得到输出电压约为42.5V。

图19  占空比为60%时仿真波形

当占空比为80%时，当一个周期T结束后，理论的输出电压平均值，经过相关参数调整，仿真波形图20分析后得到输出电压约为42.5V。

图20  占空比为80%时仿真波形

    当占空比为99%时，当一个周期T结束后，理论的输出电压平均值，经过相关参数调整，仿真波形图21分析后得到输出电压约为42.5V。

图21  占空比为99%时仿真波形

心得体会

做这次的电力电子课程设计，初接触时觉得题目不是很难，直流斩波虽然不是学习的重点，但是在上课时还是有仔细讲过，降压斩波又是基础，如此看来好像还并不是很困难。而且电力电子的课设是本学期的第二个课设，相对于前面的来说更加有经验，在格式例如表格编号、图表编号、公式编号、大小标题编号上面有了前面的教训，一些小错误就能避免了。

 MOSFET的降压斩波电路，而书本上的内容是IGBT，虽然两者差异不大，不过在驱动和保护上面还是有些不同，器件需要注意的方面也有些微的差异。

在仿真过程中出现的问题更大，simulink是第一次接触，所以连基本的元器件的使用都不会，从图书馆借了书自己一点一点地学，虽然不是很精通，不过好歹把这次课设所需要的仿真给画出来了。可是电路图画完检查无误后，出来的仿真波形却不是自己想要的波形，经过几次实验，改变参数值等，才终于稍微有些进步。

感谢在课程设计的过程中帮助过我的同学，在设计过程中的困难的克服，不仅有我自身的努力，也离不开别人的帮助。

参考文献

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