直流电机PWM调速控制系统设计

以电力电子学和电机调速技术为基础，本设计了一种基于PWM控制技术的直流电机调速控制系统;为了得到好的动静态性能，该控制系统采用了双闭环控制。霍尔电流传感器与测速电机共同实现速度控制的功能，同时完成了人机交互的任务。

对于调速系统中要用到的大功率半导体开关器件，本文选用的是IGBT。论文中对IGBT应用时要注意的各个技术方面进行了详细的讨论，给出了专用IGBT驱动芯片SG3525的内部结构和应用电路。论文对PWM控制的原理进行了说明，重点对集成PWM控制器SG3525做了介绍，分析了SG3525的内部结构和外部电路的接法，并给出了它在系统中的应用电路。论文对系统中用到测速电机和霍尔电流传感器的原理和应用也进行了介绍。最后分析了系统的静动态特性，结果表明双闭环控制对系统的性能有很大的改善，即双闭环控制系统有响应快，静态稳定性好的特点。

关键词:  IGBT；PWM控制；双闭环

Abstract

To the power electronics and motor technology as the foundation, The design of a PWM control technology based on the DC motor speed control system; In order to obtain a good dynamic and static properties, The control system uses a double-loop control. Hall current sensor and guns together to achieve the motor speed control function, while the completion of the HCI mission. 

Speed Control System for the use of the power semiconductor devices, the paper uses the IGBT. The thesis of  IGBT application to the attention of the various technical aspects of detailed discussions, given the exclusive IGBT driver IC SG3525 the internal structure and application circuit. PWM control of the paper, the principle of the note, with a focus on integrated PWM controller SG3525 made a presentation the SG3525 analysis of the internal structure and external circuit access method, and gives it a system of circuit. Papers on gun systems used motor and Hall current sensor application of the principle and also introduced. Finally, the paper analyzes the static and dynamic characteristics of the results shows that the closed-loop control on the performance of the system is greatly improved. that is, double-loop control system is fast response, good static stability characteristics. 

Keywords: IGBT， PWM control， Double Closed-loop

第一章 直流调速系统的现状及其发展趋势 ……………………   1

   1.1  直流调速系统的现状     …………………………………………   1

   1.2直流调速系统的发展趋势   …………………………………………   1

第二章  课题方案分析    ………………………………………   3

   2.1直流电动机的调速方法介绍  ………………………………………   3

2.2  选择PWM控制系统的理由  ………………………………………   5

2.3采用转速电流双闭环的理由   ……………………………………    5

2.4设计技术指标要求   ………………………………………………    6

第三章 直流调速系统的组成与工作原理   ……………………   7

3.1无静差直流调速系统组成及其原理    ……………………………   7

3.2转速、电流双闭环直流调速系统的组成及其原理   ………………    7

第四章   PWM控制直流调速系统主电路设计 …………………   10

4.1主电路结构设计      ………………………………………………   10

4.1.1电路组成及系统分析   ………………………………………   10

4.1.2电路总体介绍    ………………………………………………  11

4.2主电路工作原理     …………………………………………………   12

4.2.1降压斩波电路与电机的电动状态  ……………………………   12

4.2.2升压斩波电路与电机的制动状态  ……………………………   12

4.2.3半桥电路与电机的电动和制动运行状态  ……………………   12

4.2.4电机可逆运行的实现    ………………………………………   13

4.3 PWM变换器介绍       ………………………………………………   13

4.4参数设计       ………………………………………………………   20

4.4.1 IGBT管的参数   ………………………………………………   20

4.4.2缓冲电路参数    ………………………………………………   21

第五章   PWM控制直流调速系统控制电路设计  ………………  22

5.1控制电路设计   ………………………………………………………   22

5.1.1 SG3525的应用    ………………………………………………   22

5.1.2 SG3525芯片的主要特点   ……………………………………   22

5.1.3 SG3525引脚各端子功能   ……………………………………   24

5.1.4 SG3525的工作原理   …………………………………………   26

5.2 LM1413的应用    ……………………………………………………   27

5.3脉冲变压器的应用   …………………………………………………   27

5.4速度调节器（ST-1）   ………………………………………………   27

5.5电枢电流调节器（LT-1）   …………………………………………   29

5.6速度变换单元（FBS）    ……………………………………………   31

5.7电流检测     …………………………………………………………   32

   5.8脉冲变压器   ………………………………………………………   32

5.9给定单元    …………………………………………………………    32

心得体会    ………………………………………………………   33

致谢    ……………………………………………………………   34

参考文献    ………………………………………………………   35

附录一    …………………………………………………………   36 

第一章 直流调速系统的现状及其发展趋势

1.1  直流调速系统的现状

直流电力拖动和交流电力拖动在19世纪先后诞生。在20世纪上半叶的年代里，鉴于直流拖动具有优越的调速性能，高性能可调速拖动都采用直流电机，而约占电力拖动总容量80%以上的不变速拖动系统则采用交流电机，这种分工在一段时期内已成为一种举世公认的格局。交流调速系统的多种方案虽然早已问世，并已获得实际应用，但其性能却始终无法与直流调速系统相匹敌。

 第一是控制理论的发展，出现了最优控制、自适用控制、智能控制等，相应的拖动系统也在实践中逐步形成。其二是电子器件的发展，带来了拖动控制系统组成结构的重大变化。过去采用旋转交流机组来实现直流电动机的平滑调速，而直流发动机的励磁又采用交磁功率放大机、磁放大器进行控制；由于这样的系统存在一系列的缺点，因此在50年代又出现了水印整流器装置，不仅在经济性和可靠性上有所提高，而且在技术性能上也显示了很大的优越性。另外，集成运算放大器和众多的电子模块的出现，不断促进了控制系统结构的变化。其三是八十年代计算机技术和通信技术的发展，开创了拖动控制系统蓬勃发展的新时代。8位-32位单片机的相继出现并应用于控制系统，使其结构更加简单、功能更强，可靠性更高。

从传统系统来讲，虽然近几年来交流电机调速技术迅猛发展，在许多方面正向直流电机调速技术领域扩展，但是直流传动控制系统的一些理论仍然是交流传动的基础。对于直流传动系统来讲。他也在不断地更新和发展，如完全数字化的控制装置已成功的用于生产。以微机作为控制系统的核心部件，并具有控制、检测、监视、故障处理等多功能电气传动系统正在形成和不断完善。

1.2直流调速系统的发展趋势

由于直流电动机具有良好的机械特性，能在大范围内平滑调速、启动、制动和正反转等，目前在传动领域中仍占主要地位。现急需在以下几个方面提高我国直流电气传动装置的水平。

1、提高传动的单机容量。我国现有容量为7000KW，国外则早已制成14500KW的传动装置。

2、提高电力电子器件的生产水平，增加品种。

3、控制单元水平急需提高。目前国内的传动装置仍使用小规模集成运算放大器和组件，触发装置甚至还是用分离元件，国外的装置已实现完全数字化，采用16位或32位单片机，实现了数字触发、数字调节、故障自诊断参数自寻化状态监视保护及自复原等各种功能。

4、应形成标准模块化的结构和一系列控制单元，采用16位或32位单元，便于工程设计人员选用。

5、加强装置的功能，进一步提高可靠性，工艺更加合理，维护方便。

直流电动机具有良好的起、制动性能，宜于在大范围内平滑调速，在许多需要调速和快速正反向的电力拖动领域中得到了广泛的应用。近年来，高性能交流调速技术发展很快，交流调速系统正逐步取代直流调速系统。然而，直流拖动控制系统毕竟在理论上和实践上都比较成熟，而且从控制的角度来看，它又是交流拖动控制系统的基础。因此，还是应该首先很好地掌握直流拖动控制系统。

在实际中许多需要无级调速的生产机械常常对静差率提出较严格的要求，不能允许很大的静差率。例如，由于龙门刨床加工各种材质的工件，刀具切入工件和退出工件时为避免刀具和工件碰坏，有调节速度的要求；又由于毛坯表面不平，加工时负载常有波动，为了保证加工精度和表面光洁度，不允许有较大的速率变化。因此，龙门刨床工作台电气传动系统一般要求调速范围D=20～40，静差率S≤5%，动态速降，快速起、制动。多机架热连轧机，各机架轧辊分别由单独的电动机拖动，钢材在几个机架内同时轧制，为了保证被轧金属的每秒流量相等，不致造成钢材拉断或拱起，各机架出口线速度需保持严格的比例关系。根据以上轧钢工艺要求，一般须使电力拖动系统的调速范围D=10时，静差率S≤0.2%～0.5%，动态速降，恢复时间。在上述情况下，开环调速系统是不能满足要求的。

虽然直流调速系统有一定的不足，但它仍是交流调速系统的基础，因此在未来的发展中直流调速系统依旧是不能忽略的。

第二章  课题方案分析

2.1直流电动机的调速方法介绍

直流电动机的调速方法有三种：

    （1）调节电枢供电电压U。改变电枢电压主要是从额定电压往下降低电枢电压，从电动机额定转速向下变速，属恒转矩调速方法。对于要求在一定范围内无级平滑调速的系统来说，这种方法最好。变化遇到的时间常数较小，能快速响应，但是需要大容量可调直流电源。

    （2）改变电动机主磁通。改变磁通可以实现无级平滑调速，但只能减弱磁通进行调速（简称弱磁调速），从电机额定转速向上调速，属恒功率调速方法。变化时间遇到的时间常数同变化遇到的相比要大得多，响应速度较慢，但所需电源容量小。

    （3）改变电枢回路电阻R。在电动机电枢回路外串电阻进行调速的方法，设备简单，操作方便。但是只能进行有级调速，调速平滑性差，机械特性较软；空载时几乎没什么调速作用；还会在调速电阻上消耗大量电能。

    改变电阻调速缺点很多，目前很少采用，仅在有些起重机、卷扬机及电车等调速性能要求不高或低速运转时间不长的传动系统中采用。弱磁调速范围不大，往往是和调压调速配合使用，在额定转速以上作小范围的升速。对于要求在一定范围内无级平滑调速的系统来说，以调节电枢供电电压的方式为最好。因此，自动控制的直流调速系统往往以调压调速为主速。

改变电枢电压调速是直流调速系统采用的主要方法，调节电枢供电电压需要有专门的可控直流电源，常用的可控直流电源有以下三种：

（1）旋转变流机组。用交流电动机和直流发电机组成机组，以获得可调的直流电压。

（2）静止可控整流器。用静止的可控整流器，如汞弧整流器和晶闸管整流装置，产生可调的直流电压。

（3）直流斩波器或脉宽调制变换器。用恒定直流电源或不可控整流电源供电，利用直流斩波或脉宽调制的方法产生可调的直流平均电压。

由于旋转变流机组缺点太多，采用汞弧整流器和闸流管这样的静止变流装置来代替旋转变流机组，形成所谓的离子拖动系统。离子拖动系统克服旋转变流机组的许多缺点，而且缩短了响应时间，但是由于汞弧整流器造价较高，体积仍然很大，维护麻烦，尤其是水银如果泄漏，将会污染环境，严重危害身体健康。目前，采用晶闸管整流供电的直流电动机调速系统（即晶闸管－电动机调速系统，简称V-M系统，又称静止Ward-Leonard系统）已经成为直流调速系统的主要形式。但是，晶闸管整流器也有它的缺点，主要表现在以下方面：

    （1）晶闸管一般是单向导电元件，晶闸管整流器的电流是不允许反向的，这给电动机实现可逆运行造成困难。必须实现四象限可逆运行时，只好采用开关切换或正、反两组全控型整流电路，构成V-M可逆调速系统，后者所用变流设备要增多一倍。

    （2）晶闸管元件对于过电压、过电流以及过高的du/dt和di/dt十分敏感，其中任意指标超过允许值都可能在很短时间内元件损坏，因此必须有可靠的保护装置和符合要求的散热条件，而且在选择元件时还应保留足够的余量，以保证晶闸管装置的可靠运行。

    （3）晶闸管的控制原理决定了只能滞后触发，因此，晶闸管可控制整流器对交流电源来说相当于一个感性负载，吸取滞后的无功电流，因此功率因素低，特别是在深调速状态，即系统在较低速运行时，晶闸管的导通角很小，使得系统的功率因素很低，并产生较大的高次谐波电流，引起电网电压波形畸变，殃及附近的用电设备。如果采用晶闸管整流装置的调速系统在电网中所占容量比重较大，将造成所谓的“电力公害”。为此，应采取相应的无功补偿、滤波和高次谐波的抑制措施。

    （4）晶闸管整流装置的输出电压是脉动的，而且脉波数总是有限的。如果主电路电感不是非常大，则输出电流总存在连续和断续两种情况，因而机械特性也有连续和断续两段，连续段特性比较硬，基本上还是直线；断续段特性则很软，而且呈现出显著的非线性。

由于以上种种原因，所以选择了脉宽调制变换器进行改变电枢电压的直流调速系统。

2.2  选择PWM控制系统的理由

脉宽调制器UPW采用美国硅通用公司（Silicon General）的第二代产品SG3525，这是一种性能优良，功能全、通用性强的单片集成PWM控制器。由于它简单、可靠及使用方便灵活，大大简化了脉宽调制器的设计及调试，故获得广泛使用。

PWM系统在很多方面具有较大的优越性 ：

1） PWM调速系统主电路线路简单，需用的功率器件少。

2） 开关频率高，电流容易连续，谐波少，电机损耗及发热都较小。

3） 低速性能好，稳速精度高，调速范围广，可达到1：10000左右。

4） 如果可以与快速响应的电动机配合，则系统频带宽，动态响应快，动态抗扰能力强。

5） 功率开关器件工作在开关状态，导通损耗小，当开关频率适当时，开关损耗也不大，因而装置效率较高。                                                                                                                                                                                                                                       

6） 直流电源采用不可控整流时，电网功率因数比相控整流器高。      

2.3采用转速电流双闭环的理由

同开环控制系统相比，闭环控制具有一系列优点。在反馈控制系统中，不管出于什么原因（外部扰动或系统内部变化），只要被控制量偏离规定值，就会产生相应的控制作用去消除偏差。因此，它具有抑制干扰的能力，对元件特性变化不敏感，并能改善系统的响应特性。由于闭环系统的这些优点因此选用闭环系统。

单闭环速度反馈调速系统，采用PI控制器时，可以保证系统稳态速度误差为零。但是如果对系统的动态性能要求较高，如果要求快速起制动，突加负载动态速降小等，单闭环系统就难以满足要求。这主要是因为在单闭环系统中不能完全按照要求来控制动态过程的电流或转矩。另外，单闭环调速系统的动态抗干扰性较差，当电网电压波动时，必须待转速发生变化后，调节作用才能产生，因此动态误差较大。

在要求较高的调速系统中，一般有两个基本要求：一是能够快速启动制动；二是能够快速克服负载、电网等干扰。通过分析发现，如果要求快速起动，必须使直流电动机在起动过程中输出最大的恒定允许电磁转矩，即最大的恒定允许电枢电流，当电枢电流保持最大允许值时，电动机以恒加速度升速至给定转速，然后电枢电流立即降至负载电流值。如果要求快速克服电网的干扰，必须对电枢电流进行调节。

以上两点都涉及电枢电流的控制，所以自然考虑到将电枢电流也作为被控量，组成转速、电流双闭环调速系统。

2.4设计技术指标要求

1.直流电动机：

型号：DJ15

功率：485W

电枢电压：220V

电枢电流：1.2A

额定转数：1600rpm

2.调速范围：1：1200

3.起动时超调量：电流超调量:；转速超调量: 

第三章 直流调速系统的组成与工作原理

3.1无静差直流调速系统组成及其原理

如图3-1所示是一个无静差直流调速系统的实例，采用比例积分器以实现无静差，采用电流截止负反馈来动态过程的冲击电流。TA为检测电流的交流互感器，经整流后得到电流反馈信号。当电流超过截止电流时，高于稳压管VS的击穿电压，使晶体管VBT导通，则PI调节器的输出电压接近于零，电力电子变换器的输出电压急剧下降，达到电流的目的。M

VBT

.

TG

图3-1 无静差直流调速系统实

3.2转速、电流双闭环直流调速系统的组成及其原理

为了实现转速和电流两种负反馈分别起作用，可以在系统中设置两个调节器，分别调节转速和电流，即分别引入转速负反馈和电流负反馈。二者之间实行嵌套连接，如图3-2所示。把转速调节的输出当做电流调节器的输入，再用电流调节器的输出去控制电力电子变换器UPE。从闭环结构上看，电流环在里面，称作内环；转速环在外面，称作外环。这就形成了转速双闭环调速系统。

.

+

I

n

——

*

—

+

*

——

+

TG

M

                                                                                                          ACR

UPE

ASR

图3-2 转速、电流双闭环直流调速系统

调节器的输出去控制电力电子变换器UPE。从闭环结构上看，电流环在里面，称作内环；转速环在外面，称作外环。这就形成了转速双闭环调速系统。

    为了获得良好的静、动态性能，转速和电流两个调节器一般采用PI调节器，这样构成的双闭环直流调速系统的原理图如图3-3所示。图中标出了两个调节器输入输出电压的实际极性，他们是按照电力电子变换器的控制电压Uc为正电压的情况标出的并考虑到运算放大器的倒向作用。

双闭环直流调速系统的静特性在负载电流小于Idm时，对应转速调节器的饱和输出，这时，电流调节器起主要作用，系统表现为电流无静差，得到过电流的自动保护。就是采用了两个PI调节器分别形成内、外两个闭环的效果。这样的静特性显然比带电流截止负反馈的单闭环系统静态特性好。然而，实际上运算放大器的开环放大系数并不是无穷大，特别是为了避免零点漂移而采取“准PI调节器”时，静特性的两段实际上都略有很小的静差，见图3-4中虚线。

.

—

Un

—

Ci

Ri

R0

Cn

TG

Rn

R0

ACR

R0

ASR

R0

TA

UPE

—

—

—

—

—

—

+

+

+

+

+

+

+

+

+

M

图3-3 双闭环直流调速系统电路原理图n

C

A

n0

B

o

Id

Idm

IdN

图3-4 双闭环直流调速系统的静特性

第四章   PWM控制直流调速系统主电路设计

4.1主电路结构设计

4.1.1电路组成及系统分析

流脉宽调速电路原理图如图1所示, 其中直流斩波电路可看成降压型变换器和升压型变换器的串联组合,采用IGBT作为自关断器件,利用集成脉宽调制控制器SG3525产生的脉宽调制信号作为驱动信号,由两个IGBT及其反并联的续流二极管组成。

4.1.2电路总体介绍

三相127 V交流电经桥式整流电路，滤波电路变成直流电压加在P、N两点间，直流斩波电路上端接P点，下端接N点，中点公共端(COM)(如图1所示)。若使COM端与电机电枢绕组A端相接，B端接N，可使电机正转。若T2截止，T1周期性地通断，在T1导通的T。 时间内，形成电流回路P—T1一A—B-N，此时UAB>0， AB>0；在T1截止时由于电感电流不能突变，电流 AB经D2续流形成回路为A-B-D2-A，仍有UAB>0，IAB>0，电机工作在正转电动状态(第一象限)，T1，D2构成一个Buck变换器。若T1截止，T2周期性地通断，在T2导通的T。 时间内，形成电流回路A—T2一B_A；在T2截止时，由于电感电流不能突变，电流 AB经D1续流形成回路为A—D1一P—N— A，此时UAB>()，lABd0，电机工作在正转制动状态(第二象限)，T2，D1

构成一个Boost变换器。只要改变T1，T2导通时间的大小，即改变给T1，T2所加门极驱动信号脉冲的宽度，即可改变UAB和IAB的大小直流电动机的转速和转矩。若使COM 端与电机电枢绕组A端相接，B端接N，可使电机工作在正转电动或制动状态(I，Ⅱ象限)，若使COM端与B相接而A端接N，可使电机工作在反转电动或制动状态(II，IV象限)。正转或反转状态电机电枢绕组的连接通过状态开关进行切换。这样仅用两个开关器件就可实现电机的四象限运行。电机的转速经测速发电机以及FBS(转速变换器)输出到ASR(转速调节器)，作为ASR的输入并和给定电压比较，组成系统的外环，ASR的输出作为ACR(电流调节器)的输入并和主电路电流反馈信号进行比较作为系统的内环。由于电流调节器的输出接到SG3525的第2脚，R2为限流电阻，所以要求电流调节器再通过一个反号器的输出电压的极性必须为正，转速调节器的输出作为电流调节器的给定则又要求其输出电压信号为正，最后转速调节器的给定选择了负极性的可调电压，如图1所示。ASR和ACR均采用PI调节器，利用电流负反馈与速度调节器输出限幅环节的作用，使系统能够快速起制动，突加负载动态速降小，具有较好的加速特性。

4.2主电路工作原理

本设计电路中主电路部分由直流电源、两个IGBT管组成，可看成降压型变换器和升压型变换器的串联组合，下面结合H型桥式可逆直流PWM调速电路图来对降压、升压斩波电路进行介绍。

4.2.1降压斩波电路与电机的电动状态

图4-2-1中如果始终保持T4导通、T3关断，如图4-2-2所示，并使T2截止、T1周期性地通断，在T1导通的Ton时间内，vAB=vPN＞0,iAB＞0; 在T1截止的Toff时间内，由于电感电流不能突变，iAB经D2续流，vAB=0，A、B两端电压的平均值VAB=Ton VPN/(Ton+Toff)=αVPN,α为占空比。可见在图4-2-2中当T2截止时由T1、D2构成了一个降压斩波电路，iAB＞0，vAB＞0，电机工作在正向电动状态。

图4-2-2 半桥变换电路

图4-2-1 H型桥式变换电路

4.2.2升压斩波电路与电机的制动状态

图4-2-2中若T1截止、T2周期性地通断，在T2导通的Ton时间内，vAB= 0, iAB＜0;在T2截止的Toff时间内，由于电感电流不能突变，电流iAB经D1续流，vAB=vPN，A、B两端电压的平均值VAB= ToffVPN/(Ton+Toff)=（1－α）VPN,可见当T1截止时由T2、D1构成了一个升压斩波电路，vAB＞0, iAB＜0，电机工作在正向制动状态，将电能回送给直流电源。

4.2.3半桥电路与电机的电动和制动运行状态

由上述分析可知，在图4-2-2所示的半桥电路中，若T2截止、T1通断转换时由T1、D2构成了降压斩波电路，电机工作在正向电动状态；若T1截止、T2通断转换时由T2、D1构成了升压斩波电路，电机工作在正向制动状态。

在图4-2-1中如果始终让T2导通、T1断开则类似地，当T4截止时，由T3、D4构成了降压斩波电路，电机工作在反向电动状态；当T3截止时，由T4、D3构成了升压斩波电路，电机工作在反向制动状态。

4.2.4电机可逆运行的实现

由以上对可逆H桥电路的分析可知，电机的正反转是通过两个半桥电路即两套升/降压斩波电路交替工作来实现的，（正转时由T1、T2组成的半桥电路工作，反转时由T3、T4组成的半桥电路工作）。因此设计出一种半桥型可逆PWM调速电路，即用一套升/降压斩波电路通过一个转换开关的切换既可用于电机的正转也可用于电机的反转，它与H桥电路相比节省了两个开关器件，而且大大简化了电路，状态开关的连接如图4.2.4所示，当A接COM, B接N时，电机正转（工作在Ⅰ、Ⅱ象限），当A接N，B接COM时，电机反转（工作在Ⅲ、Ⅳ象限）

图4.2.4 转换开关连接图

4.3 PWM变换器介绍

脉宽调速系统的主要电路采用脉宽调制式变换器，简称PWM变换器。PWM变换器有不可逆和可逆两类，可逆变换器又有双极式、单极式和受限单极式等多种电路。下面分别对各种形式的PWM变换器做一下简单的介绍和分析。

不可逆PWM变换器分为无制动作用和有制动作用两种。图4-3-1（a）所示为无制动作用的简单不可逆PWM变换器主电路原理图，其开关器件采用全控型的电力电子器件。电源电压一般由交流电网经不可控整流电路提供。电容C的作用是滤波，二极管VD在电力晶体管VT关断时为电动机电枢回路提供释放电储能的续流回路。

图4-3-1简单的不可逆PWM变换器电路

（a）原理图        （b）电压和电流波型

电力晶体管VT的基极由频率为f，其脉冲宽度可调的脉冲电压驱动。在一个开关周期T内，当时，为正，VT饱和导通，电源电压通过VT加到电动机电枢两端；当时，为负，VT截止，电枢失去电源，经二极管VD续流。电动机电枢两端的平均电压为 

    式中，——PWM电压的占空比，又称负载电压系数。的变化范围在0～1之间，改变，即可以实现对电动机转速的调节。

    图4-3-1（b）绘出了稳态时电动机电枢的脉冲端电压、平均电压和电枢电流的波型。由图可见，电流是脉动的，其平均值等于负载电流（——负载转矩， ——直流电动机在额定磁通下的转矩电流比）。

    由于VT在一个周期内具有开关两种状态，电路电压平衡方程式也分为两阶段，即

在期间        在期间   

    式中，R，L——电动机电枢回路的总电阻和总电感；E——电动机的反电动势。

    PWM调速系统的开关频率都较高，至少是1～4kHz，因此电流的脉动幅值不会很大，再影响到转速n和反电动势E的波动就更小，在分析时可以忽略不计，视 n和E为恒值。

这种简单不可逆PWM电路中电动机的电枢电流不能反向，因此系统没有制动作用，只能做单向限运行，这种电路又称为“受限式”不可逆PWM电路。这种PWM调速系统，空载或轻载下可能出现电流断续现象，系统的静、动态性能均差。

    图4-3-2（a）所示为具有制动作用的不可逆PWM变换电路，该电路设置了两个电力晶体管VT1和VT2，形成两者交替开关的电路，提供了反向电流的通路。这种电路组成的PWM调速系统可在第I、II两个象限中运行。

    VT1和VT2的基极驱动信号电压大小相等，极性相反，即。当电动机工作在电动状态时，在一个周期内平均电流就为正值，电流分为两段变化。

在期间，为正，VT1饱和导通；为负，VT2截止。此时，电源电压加到电动机电枢两端，电流沿图中的回路１流通。在期间，和改变极性，VT1截止，原方向的电流沿回路2经二极管VD2续流，在VD2两端产生的压降给VT2施加反压，使VT2不可能导通。因此，电动机工作在电动状态时，一般情况下实际上是电力晶体管VT1和续流二极管VD2交替导通，而VT2则始终不导通，其电压、电流波型如图4-3-2（b）所示，与图4-2-1没有VT2的情况完全一样。

    如果电动机在电动运行中要降低转速，可将控制电压减小，使的正脉冲变窄，负脉冲变宽，从而使电动机电枢两端的平均电压降低。但是由于惯性，电动机的转速n和反电动势E来不及立刻变化，因而出现的情况。这时电力晶体管VT2能在电动机制动中起作用。在期间，VT2在正的和反电动势E的作用下饱和导通，由E－产生的反向电流沿回路3通过VT2流通，产生能耗制动，一部分能量消耗在回路电阻上，一部分转化为磁场能存储在回路电感中，直到t=T为止。在（也就是）期间，因变负，VT2截止，只能沿回路4经二极管VD1续流，对电源回馈制动，同时在VD1上产生的压降使VT1承受反压而不能导通。在整个制动状态中，VT2和VD1轮流导通，VT1始终截止，此时电动机处于发电状态，电压和电流波型图4-3-2（c）。反向电流的制动作用使电动机转速下降，直到新的稳态。

图4-3-2 具有制动作用的不可逆PWM变换电路

这种电路构成的调速系统还存在一种特殊情况，即在电动机的轻载电动状态中，负载电流很小，在VT1关断后（即期间）沿回路2径VD2的续流电流很快衰减到零，如在图4-3-2（d）中的期间的时刻。这时VD2两端的压降也降为零，而此时由于为正，使VT2得以导通，反电动势E经VT2沿回路3流过反向电流，产生局部时间的能耗制动作用。到了期间，VT2关断，又沿回路4经VD1续流，到时衰减到零，VT1在作用下因不存在而反压而导通，电枢电流再次改变方向为沿回路１经VT1流通。在一个开关周期内，VT1、VD1、VT2、VD1四个电力电子开关器件轮流导通，其电流波形示图4-3-2（d）。

    综上所述，具有制动作用的不可逆PWM变换器构成的调速系统，电动机电枢回路中的电流始终是连续的；而且，由于电流可以反向，系统可以实现二象限运行，有较好的静、动态性能。

    由具有制动作用的不可逆PWM变换器构成的直流调速系统，电动机有两种运行状态，在电动状态下，依靠电力晶体管VT1的开和关两种状态，在发电制动状态下则依靠VT2的开和关两种状态。两种工作状态下电路电压平衡方程式都分为两个阶段，情况同简单的不可逆的PWM变换器电路相同，即在期间为式，在期间为式　，只不过两种状态下电流的方向相反，即在制动状态时为。

可逆PWM变换器主电路的结构形式有T型和H型两种，其基本电路如图4-3-3所示，图中（a）为T型PWM变换器电路，（b）为H型PWM变换器电路。

图4-3-3 可逆PWM变换器电路

（a）T型　　                    （b）H型

T型电路由两个可控电力电子器件和与两个续流二极管组成，所用元件少，线路简单，构成系统时便于引出反馈，适用于作为电压低于50V的电动机的可控电压源；但是T型电路需要正负对称的双极性直流电源，电路中的电力电子器件要求承受两倍的电源电压，在相同的直流电源电压下，其输出电压的幅值为H型电路的一半。H型电路是实际上广泛应用的可逆PWM变换器电路，它由四个可控电力电子器件（以下以电力晶体管为例）和四个续流二极管组成的桥式电路，这种电路只需要单极性电源，所需电力电子器件的耐压相对较低，但是构成调速系统的电动机电枢两端浮地。

H型变换器电路在控制方式上分为双极式、单极式和受限单极式三种。

    （1）双极式可逆PWM变换器：

    双极式可逆PWM变换器的主电路如图4-3-3（b）所示。四个电力晶体管分为两组，VT1和VT4为一组，VT2和VT3为一组。同一组中两个电力晶体管的基极驱动电压波形相同，即，VT1和VT4同时导通和关断；，VT2和VT3同时导通和关断。而且，和，相位相反，在一个开关周期内VT1，VT4和VT2，VT3两组晶体管交替地导通和关断，变换器输出电压在一个周期内有正负极性变化，这是双极式PWM变换器的特征，也是“双极性”名称的由来。

   由于电压极性的变化，使得电枢回路电流的变化存在两种情况，其电压、电流波形如图4-3-4所示。

图4-3-4 双极式PWM变换器电压和电流波形

（a）电动机负载较重时     （b）电动机负载较轻时

如果电动机的负载较重，平均负载电流较大，在时，和为正，VT1和VT4饱和导通；而和为负，VT2和VT3截止。这时，加在电枢AB两端，，电枢电流沿回路１流通（见图4-3-4（b）），电动机处于电动状态。在时，和为负，VT1和VT4截止；和为正，在电枢电感释放储能的作用下，电枢电流经二极管VD2和VD3续流，在VD2和VD3上的正向压降使VT2和VT3的c-e极承受反压而不能导通，，电枢电流沿回路2流通，电动机仍处于电动状态。有关参量波形图示于图4-3-4（a）。

    如果电动机负载较轻，平均电流小，在续流阶段电流很快衰减到零，即当时，。于是在时，VT2和VT3的c-e极两端失去反压，并在负的电源电压（）和电动机反电动势E的共同作用下导通，电枢电流反向，沿回路3流通，电动机处于反接制动状态。在（）时，和变负，VT2和VT3截止，因电枢电感的作用，电流经VD1和VD4续流，使VT1和VT4的c-e极承受反压，虽然和为正，VT1和VT4也不能导通，电流沿回路4流通，电动机工作在制动状态。当时，VT1和VT4才导通，电流又沿回路1流通。有关参量的波形示于图4-3-4（b）。

这样看来，双极式可逆PWM变换器与具有制动作用的不可逆PWM变换器的电流波形差不多，主要区别在于电压波形；前者，无论负载是轻还是重，加在电动机电枢两端的电压都在和之间变换；后者的电压只在和0之间变换。这里并未反映出“可逆”的作用。实现电动机制可逆运行，由正、负驱动电压的脉冲宽窄而定。当正脉冲较宽时， ，电枢两端的平均电压为正，在电动运行时电动机正转；当正脉冲较窄时，，平均电压为负，电动机反转。如果正、负脉冲宽度相等，，平均电压为零，电动机停止运转。因为双极式可逆PWM变换器电动机电枢两端的平均电压为 

    若仍以来定义PWM电压的占空比，则双极式PWM变换器的电压占空比为。改变即可调速，的变化范围为。为正值，电动机正转；为负值，电动机反转；，电动机停止运转。在时，电动机虽然不动，但电枢两端的瞬时电压和流过电枢的瞬时电流都不为零，而是交变的。这个交变电流的平均值为零，不产生平均转矩，徒然增加了电动机的损耗，当然是不利的。但是这个交变电流使电动机产生高频微振，可以消除电动机正、反向切换时的静摩擦死区，起着所谓“动力润滑”的作用，有利于快速切换。

4.4参数设计

4.4.1 IGBT管的参数

IGBT（Insulated Gate Bipolor Transistor）叫做绝缘栅极双极晶体管。这种器件具有MOS门极的高速开关性能和双极动作的高耐压、大电流容量的两种特点。其开关速度可达1mS，额定电流密度100A/cm2，电压驱动，自身损耗小。其符号和波形图如图4-4所示。设计中选的IGBT管的型号是IRGPC50U,它的参数如下：管子类型：NMOS场效应管

                         图4-4 IGBT信号及波形图

极限电压Vm：600V  

极限电流Im：27 A          

额定电压U：220V    

额定电流I：1.2A   

耗散功率P：200 W

4.4.2缓冲电路参数

如图4-3--3(b)所示，H桥电路中采用了缓冲电路，由电阻和电容组成。 IGBT的缓冲电路功能侧重于开关过程中过电压的吸收与抑制，这是由于IGBT的工作频率可以高达30-50kHz；因此很小的电路电感就可能引起颇大的，从而产生过电压，危及IGBT的安全。逆变器中IGBT开通时出现尖峰电流，其原因是由于在刚导通的IGBT负载电流上叠加了桥臂中互补管上反并联的续流二极管的反向恢复电流，所以在此二极管恢复阻断前，刚导通的IGBT上形成逆变桥臂的瞬时贯穿短路，使出现尖峰，为此需要串入抑流电感，即串联缓冲电路，或放大IGBT的容量。

缓冲电路参数：经实验得出缓冲电路电阻R=10K；电容。

第五章   PWM控制直流调速系统控制电路设计

5.1控制电路设计

5.1.1 SG3525的应用

集成脉宽调制控制器SG3525是控制电路的核心，它采用恒频脉宽调制控制方案，适合于各种开关电源、斩波器的控制。本实验电路中用SG3525产生的脉宽调制信号作为IGBT的驱动信号，其外围电路接线图见图5-1。

图5-1  SG3525外围电路接线图

5.1.2 SG3525芯片的主要特点

SG3525为美国Silicon General公司生产的专用PWM控制集成电路，如图5-2所示。

图5-2 SG3525芯片的内部结构

它采用恒频脉宽调制控制方案，其内部包含有精密基准源、锯齿波振荡器、误差放大器、比较器、分频器和保护电路等。调节Ur的大小，在A、B两端可输出两个幅度相等、频率相等、相位相互错开180度、占空比可调的矩形波（即PWM信号）。它适用于各开关电源、斩波器的控制。

输出级采用推挽输出，双通道输出，占空比0-50%可调.每一通道的驱动电流最大值可达200mA,灌拉电流峰值可达500mA。可直接驱动功率MOS管，工作频率高达400KHz，具有欠压锁定、过压保护和软启动振荡器外部同步、死区时间可调、PWM琐存、禁止多脉冲、逐个脉冲关断等功能。该电路由基准电压源、震荡器、误差放大器、PWM比较器与锁存器、分相器、欠压锁定输出驱动级，软启动及关断电路等组成，可正常工作的温度范围是0-700C。基准电压为5.1 V士1%，工作电压范围很宽，为8V到35V.

5.1.3 SG3525引脚各端子功能

SG3525采用16端双列直插DIP封装，各端子功能介绍如下:

1脚:INV. INPUT(反相输入端):误差放大器的反相输入端，该误差放大器的增益标称值为80db，其大小由反馈或输出负载来决定，输出负载可以是纯电阻，也可以是电阻性元件和电容元件的组合。该误差放大器共模输入电压范围是1. 5V-5. 2V。此端通常接到与电源输出电压相连接的电阻分压器上。负反馈控制时，将电源输出电压分压后与基准电压相比较。

2脚:NI. INPUT (同相输入端):此端通常接到基准电压16脚的分压电阻上，取得2. 5V的基准比较电压与INV. INPUT端的取样电压相比较。

3脚:SYNC(同步端):为外同步用。需要多个芯片同步工作时，每个芯片有各自的震荡频率，可以分别他们的4脚和3脚相连，这时所有芯片的工作频率以最快的芯片工作频率同步。也可以使单个芯片以外部时钟频率工作。

4脚:OSC. OUTPUT(同步输出端):同步脉冲输出。作为多个芯片同步工作时使用。但几个芯片的工作频率不能相差太大，同步脉冲频率应比震荡频率低一些。如不需多个芯片同步工作时，3脚和4脚悬空。4脚输出频率为输出脉冲频率的2倍。输出锯齿波电压范围为0. 6V到3. 5V.

5脚:Cr(震荡电容端):震荡电容一端接至5脚，另一端直接接至地端。其取值范围为0.001,u F到0. 1 u F。正常工作时，在Cr两端可以得到一个从0.6V到3. 5V变化的锯齿波。

6脚:Rr(震荡电阻端):震荡电阻一端接至6脚，另一端直接接至地端。Rr的阻值决定了内部恒流值对Cr充电。其取值范围为2K欧到150K欧 Rr和Cr越大充电时间越长，反之则充电时间短。

7脚:DISCHATGE RD(放电端):Cr的放电由5. 7两端的死区电阻决定。把充电和放电回路分开，有利与通过死区电阻来调节死区时间，使死区时间调节范围更宽。其取值范围为0欧到500欧。放电电阻RD和CT越大放电时间越长，反之则放电时间短。

8脚:SOFTSTATR(软启动):比较器的反相端即软启动器控制端8,端8可外接软启动电容，该电容由内部Vf的50uA恒流源充电。

9脚:COMPENSATION(补偿端):在误差放大器输出端9脚与误差放大器反相输入端1脚间接电阻与电容，构成PI调节器，补偿系统的幅频、相频响应特性。补偿端工作电压范围为1. 5V到5. 2V.

10脚:SHUTDOWN(关断端):10端为PWM锁存器的一个输入端，一般在10端接入过流检测信号。过流检测信号维持时间长时，软起动端8接的电容C:将被放电。电路正常工作时，该端呈高电平，其电位高于锯齿波的峰值电位(3. 30。在电路异常时，只要脚10电压大于0. 7V，三极管导通，反相端的电压将低于锯齿波的谷底电压(0.9V)，使得输出PWM信号关闭，起到保护作用.

11脚:OUTPUT A,14脚: OUTPUT B(脉冲输出端):输出末级采用推挽输出电路，驱动场效应功率管时关断速度更快.11脚和14脚相位相差1800，拉电流和灌电流峰值达200mA。由于存在开闭滞后，使输出和吸收之间出现重迭导通。在重迭处有一个电流尖脉冲，起持续时间约为l00ns。可以在V<处接一个约0. luf的电容滤去电压尖峰。

12脚:GROUND(接地端):该芯片上的所有电压都是相对于GROUND而言，即是功率地也是信号地。在实验电路中，由于接入误差放大器反向输入端的反馈电压也是相对与12脚而言，所以主回路和控制回路的接地端应相连。

13脚:VC(推挽输出电路电压输入端):作为推挽输出级的电压源，提高输出级输出功率。可以和15脚共用一个电源，也可用更高电压的电源。电压范围是1. 8V-3. 4V.

15脚:+VIN(芯片电源端):直流电源从15脚引入分为两路:一路作为内部逻辑和模拟电路的工作电压;另一路送到基准电压稳压器的输入端，产生5.1士1%V的内部基准电压。如果该脚电压低于门限电压(Turn-off: 8V)，该芯片内部电路锁定，停止工作‘基准源及必要电路除外)使之消耗的电流降至很小(约2mA).另外，该脚电压最大不能超过35V.使用中应该用电容直接旁路到GROUND端。

16脚:VREF(基准电压端):基准电压端16脚的电压由内部控制在5. 1 V土1%。可以分压后作为误差放大器的参考电压。

5.1.4 SG3525的工作原理

  SG3525内置了5.1V精密基准电源，微调至 1.0%，在误差放大器共模输入电压范围内，无须外接分压电组。SG3525还增加了同步功能，可以工作在主从模式，也可以与外部系统时钟信号同步，为设计提供了极大的灵活性。在CT引脚和Discharge引脚之间加入一个电阻就可以实现对死区时间的调节功能。由于SG3525内部集成了软启动电路，因此只需要一个外接定时电容。 

SG3525的软启动接入端（引脚8）上通常接一个5 的软启动电容。上电过程中，由于电容两端的电压不能突变，因此与软启动电容接入端相连的PWM比较器反向输入端处于低电平，PWM比较器输出高电平。此时，PWM琐存器的输出也为高电平，该高电平通过两个或非门加到输出晶体管上，使之无法导通。只有软启动电容充电至其上的电压使引脚8处于高电平时，SG3525才开始工作。由于实际中，基准电压通常是接在误差放大器的同相输入端上，而输出电压的采样电压则加在误差放大器的反相输入端上。当输出电压因输入电压的升高或负载的变化而升高时，误差放大器的输出将减小，这将导致PWM比较器输出为正的时间变长，PWM琐存器输出高电平的时间也变长，因此输出晶体管的导通时间将最终变短，从而使输出电压回落到额定值，实现了稳态。反之亦然。 

外接关断信号对输出级和软启动电路都起作用。当Shutdown（引脚10）上的信号为高电平时，PWM琐存器将立即动作，禁止SG3525的输出，同时，软启动电容将开始放电。如果该高电平持续，软启动电容将充分放电，直到关断信号结束，才重新进入软启动过程。注意，Shutdown引脚不能悬空，应通过接地电阻可靠接地，以防止外部干扰信号耦合而影响SG3525的正常工作。 

欠电压锁定功能同样作用于输出级和软启动电路。如果输入电压过低，在SG3525的输出被关断同时，软启动电容将开始放电。 

此外，SG3525还具有以下功能，即无论因为什么原因造成PWM脉冲中止，输出都将被中止，直到下一个时钟信号到来，PWM琐存器才被复位

5.2 LM1413的应用

LM1413是一种复合晶体管（达林顿电路）阵列驱动器，增益和耗散功率大，可靠性高。由于SG3525的驱动能力有限，本电路中把SG3525第11、14脚的输出信号经LM1413放大后再驱动IGBT。

5.3脉冲变压器的应用

从LM1413的15、16脚输出的信号加在脉冲变压器一次侧，经脉冲变压器隔离放大后再驱动IGBT。

5.4速度调节器（ST-1）

速度调节器（ST-1）适用不可逆可控硅直流传动系统，它用来放大速度偏差信号，并对速度偏差信号进行比例积分运算后输出，它的输出信号又作为电流给定信号施加给电流调节器。

速度调节器（ST-1）由速度比较器FD1，速度调节器FD2构成。FD1比较器是由线性运算放大器通过电阻R14构成继电特性。当速度给定信号接近为零时，由于FD1从电位器W2获得正向偏移，所以FD1输出大于+8V电压，该电压通过二极管Z1加到FD2，使FD2迅速输出负向饱和，使下一级的电枢电流调节器（LT-1）获得一个推β到最小的信号，这时整个系统处于停机状态，当速度给定信号大于0.2V时则比较器迅速翻转输出为负，由于整流二极管Z1的阻挡作用，便不再有正向偏压加到FD2，于是使FD2迅速退出负向饱和，并开始按速度偏差信号进行

P、I调节。    

FD2构成对速度偏差信号P、I调节。FD2调节器的比例系数由：

Kp =

决定，其中α为FD2输出端的分压电位器的分压系数。调节器的饿强制积分时间常数为：

Ti =（C9+C10）（R24//R25//R26）

而微分反馈时间常数为：

TD=C2（R5+R6）

可以根据系统对速度调节器的饿要求，整定Kp 、Ti 和βTD的数值，其中β为微分反馈电位器的分压系数。

FD2的负向限幅采用二极管反馈限幅，限幅值固定为2V，FD2的正向限幅采用三极管反馈限幅，可以调节电位器W3来改变正向限幅值，正向限幅值可以由下述决定：

Uc =

式中：

W3—电位器W3的电阻值；

R23—电阻R23的电阻值；

UT—电源电压；

UD—二极管的顺向压降；

Ube—三极管BG的基射电压。

近似式为：UC=

考虑ASR能用于自动弱磁系统，为了实现自动弱磁升速时电动机的最大电流，速度调节器具有速度自动限幅电路，当直流电动机的转速因弱磁超过额定转速时，使速度调节器的限幅自动下降，可以根据直流电动机的要求在最高速限幅值下降到额定转速的限幅的70-80%。速度自动限幅的静态近似可由右图决定。

图 5-3 SG3525和LM1413外围电路接线图

5.5电枢电流调节器（LT-1）

电枢电流调节器（LT-1）是用来放大电枢电流偏差信号，并对电流偏差信号进行P、I运算后作为它的输出，它的输出信号对移相触发器进行控制。

电流调节器的作用如下：

1、对电网电压波动起及时抗扰作用。

2、启动时保证获得允许的饿最大电流。

3、转速调节过程中，使电流跟随其给定电压ui*变化。

4、电动机过载甚至于堵转时，电枢电流的最大值，从而起到快速的安全保护作用。如果故障消失，系统能够自动恢复正常。

下面我们简要介绍一下电流调节器的工作原理。

为了调节电流负反馈强度，电流检测环节内有电位器W1可供调节，一般情况下W1电位器是这样整定的：即当主回路是1.5Ie 时，使W1上取出的电压为8V。由于电流给定值最大为8V，所以当主回路电流是1.5Ie时，系统就会被堵转。

FD1构成对电流偏差信号的P、I调节器，它的传递函数结构图如下：

Vif

图5-4

图中：

    Vig--电流给定值（以电压表示）

    Vif—电流反馈值（以电压表示）

    Uc—电流调节器输出

    Kp—调节器比例系数，Kp= ,α为反馈分压器分压系数。

    Ti—调节器强制积分时间常数，Ti=C3R11 .

    TD—调节器反馈回路微分时间常数，TD=C2（R2+R3）

    Β—微分反馈分压系数。

    Tg—调节器反馈回路惯性时间常数，Tg=C2R5 .

可以根据系统对电流调节内环的要求，整定Kp、Ti、TD 、Tg 、α、β的数值。

－V

图5-5

5.6速度变换单元（FBS）

速度变换器（SB）用于把测速机电压衰减到适合控制系统用的电压信号，并提供超速信号和转速检测信号。

配直流测速机，测速机电压从端子3和11输入，从端子14输出转速表检测信号（转速表接端子3和14）；从端子12（输出Ⅰ），输出速度信号假若为“+”；从端子4（输出Ⅱ）输出速度信号则为“-”；从端子5、6（输出ⅤⅥ）输出速度信号绝对值（|n|）；供弱磁系统自动改变速度调节器和给定积分器的限幅用。从端子19（输出Ⅲ）输出超速信号，正常时KG关断，输出“1”。超速后KG导通输出“0”。

由于测速机电压大小不同，故在速度信号衰减回路中配置了4个电阻R1~R4，按测速机电压等级不同，选用不同值电阻（见原理图），速度信号用电位器W2，W3调节，在该回路中还配置了电容C1、C2提供10ms左右的滤波，故在速度调节器中不再需要滤波。通过改变电容C1、C2的大小可调节滤波时间常数。

超速信号用线性集成电路FD组成的电压比较器检测，靠可控硅KG记忆。正常时FD在偏移作用下，输出0V，KG关断；超速后，FD输出正，KG导通，超速信号送至电源及事故综合插件。（GZ）与其他故障信号综合后输出，可控硅KG选用3CT1KB（0.05A 100V）如果没有，可用5A元件代替，但要求触发电流小于10ma故障解除后，按FA恢复，超速动作值由W4调正。

图5-6速度变换器原理图

5.7电流检测

在直流电源的正极引线上安装有霍尔电流传感器CHB－50P，它由±15V电源供电，二次电流通过测量电阻R＝200欧姆形成电流反馈信号。

5.8脉冲变压器

由SG3525产生，经LM1413放大了的PWM信号经脉冲变压器MB1,MB2耦合与隔离传至IGBT 1,2。MB1和MB2采用高频铁氧体芯片，一、二次匝数比为1，(φ30，一次侧100Ω/5W,二次侧750Ω)使控制电路与主电路隔离。