一种电压可调高频高压电源的设计

根据设计要求本文设计了一个高频高压电源系统。首先设计了高频高压电源的主电路，并对主电路中的各个功能模块（BUCK，半桥逆变，CW倍压电路）进行了原理分析和仿真研究，同时对及相应的参数进行计算和设计，对其性能做了优化。同时重点研究了电源系统的可实现性，及一些关键的实现技术。设计采用了常规的PI调节的高压电源的控制系统，使输出的纹波达到所规定的要求。设计了相应的实现电路。最后本文对所选的控制芯片SG3525，IR2110及光电隔离芯片HCNR201做了原理分析和设计。

设计的同时还对该系统进行了全面的Pspice仿真。仿真结果表明该设计中的主电路可以满足要求，各部分电路均工作在安全稳定的范围内，控制电路可以达到精确调节输出电压幅值并起到了一定的抑制谐波的作用。

关键词：高频；高压；开关电源；SG3525； 

Abstract

According to the design requirements for the high voltage power supply system. First, we make the design of main circuit of high voltage power supply. And make analysis and simulation studies the main circuit of each function module (BUCK, half-bridge converter CW, as the principle of voltage circuit), and take calculationing of corresponding parameters and designing,so the power supply work better.And studied stressly the power supply system , and some realizability key technology. The design of the high voltage power supply take the conventional PI adjust controlling means. Output ripple to meet the specified requirements. We take the design of corresponding implementing circuit. Finally we make principle analysising and designing of the control chips selected SG3525 ,IR2110and photoelectric isolation HCNR201. 

The design of this system are also discussed comprehensively the Pspice simulation. The study showed that the design of main circuit can satisfy the requirements, each part is working safety and stability of the circuit and control circuit of the range can achieve precise adjustment output voltage amplitude and played a certain role to restrain the harmonics.

Keywords  high frequency ; high voltage ; switch power supply ; SG3525 ; 

第1章 绪论

1.1　课题背景

高频高压电源是相对于工频高压电源和中频高压电源而言的。高频高压电源是一种高压开关电源，其开关频率大约在50kHz左右，中频在2kHz左右，工频为50/60Hz，高频高压电源由于频率高，变压器可以做得很小。高频高压电源的优点是：体积小，精度高，动态响应快，技术含量高，随着原材料价格的飞涨和技术发展，高频高压电源在价格上越来越具优势。实际上工频高压电源在发达国家已经淘汰。

而现在的各式各样的电器产品中所需的电源标准不一，需要对市电进行进一步的变换改善才能使用。在这些电器中高压直流电源有着很广泛的应用。为提高电源质量电源变换一般采用高频开关电源转换器，这样不仅可以减小电源的体积而且可以提高电能的转换效率。

随着电子技术的不断发展和元器件工艺水平的提高，国内外电源市场也越来越繁荣。国内开关电源(SPS)市场前景广阔，各种逆变器、UPS以及500V以下的中低压电源占主体，而输出电压在1000—5000V的高压电源很少，了其应用和发展。

然而高频高压直流电源有着广泛的应用。高频高压电源广泛地应用于高压电气设备的直流耐压和泄漏试验，工业中通过放电用于环保的静电除尘、污水处理、激光器等；医学方面用于X光机、CT等大型设备；科研上用于高能物理、等离子体物理；军事上雷达发射器、脉冲点火技术等。

基于各类自然学科的发展，在更多的领域对电能有了更加特殊的要求。然而在国内的用电粗放，电源仍以工频电为主，由于工频电的种种缺点导致了现代工业很大的浪费。虽然已有部分先进企业已开始采用高频电源但在国内仍有很大的发展空间。而与此同时国外都有了比较先进的研究成果，高频高压电源的异军突起，使得其在X射线管，中子发生器，低臭氧发生器，及高压激光电源等方面有了很大的进展。在高频电源设计中电路拓扑上出现了CW倍压电路，在电力电子器件上出现了一系列的品质优良的产品，推动了整个电源行业的发展。在控制上出现了DSP控制的连续可调技术，使得电源技术与现代计算机成果结合了起来，可达到更加理想的要求。

高压除尘也是这一领域的研究成果，国外在近十年已经开始高效节能中高频电除尘器的研制，上世纪九十年代末，国外瑞典ALSTOM等公司已经将高频开关电源（20-50kHZ）用电除尘器，取代目前国内仍在使用的工频电源（50HZ），丹麦史密斯公司的脉冲激能电除尘器也成功用于水泥厂废气和立磨废气的交货处理。与工频电源相比，高频开关电源体积小，重量轻，电损耗小。在产品量产化后，最终可以使其成本低于常规电源。最重要的是在处理高比电阻粉尘，提高电除尘效率等方面比常规电源性能更优越。总之在高压电源方面国内外都有着快速的发展，而且这个速度还将持续的进行下去。

开关高频化是一个必然趋势，高频可以使开关电源小型化，使得电源拥有更小的体积，提高了其适应性。另外高频还意味着节能，节约资源，在电源的小体积化过程中，就可以节约更多的金属资源。而且可以实现许多常规电源无法达到的电流脉冲指标。

电源工作时由于其工作原理的独特设计可以实现较高的功率因数以达到低能耗，有利于节约电能。随着各类电器的不断推出对电源有了更加苛刻的要求，但对电源的方向更加明确了，就是高频、高可靠、低耗、低噪声、抗干扰和模块化。

虽然高频高压电源有如此多的优点，但其成本高了其发展空间，特别是在国内，由于国内的需求量还没有达到可以批量生产的条件，因而造价仍然较高，急需在电路拓扑上作相应的研究以达到降低成本，节约能源的目的。因此本课题的研究具有非常大的实用价值和研究意义。

1.1.1　高频高压电源的国内外现状和发展 

在国外，从70年代开始，日本的一些公司开始采用开关电源技术，将市电整流后逆变为3kHz左右的中频，然后升压；美国GE公司生产的AMx移动式X光机把蓄电池供给的直流电逆变成500Hz的中频方波送入高压发生器，从而减小体积和重量。进入80年代，高压开关电源技术迅速发展，德国西门子公司采用功率晶体管做主开关元件，将电源的开关频率提高至20kHz以上；并将干式变压器技术成功地应用于高频高压电源，取消了高压变压器油箱，使变压器系统的体积进一步减小。近十年来，随着电力电子技术的进步和开关器件的发展，高压开关电源技术不断发展。突出的表现是频率在不断提高：如Philips公司30kW以下移动式X光机的X射线发生装置频率达30kHz以上，德国的霍夫曼公司高压发生器频率高达40kHz，98年以后通用电气公司和瓦里安公司都研制成功100kHz的x线机发生器。另外，高压开关电源的功率也在不断地提高，30kW的大功率高压开关电源技术在产品应用中已相当成熟，更高功率的高压开关电源也有很快的发展，如：用于雷达发射机的140kW高压开关电源(俄罗斯)；用于脉冲功率技术中的300kW大功率恒流充电电源等。中频电源技术的发展和电力电子器件、微处理器、控制理论等学科的发展紧密联系在一起。电力电子器件和控制技术的发展使得更高频成为可能，出现了各种软开关电源。微电子集成技术的发展为电力电子控制技术提供了新的思路，由最初的分立元件发展到集成电路、大规模集成电路再到后来的微处理器的出现，都为高频电源的控制技术带来了极大的便利。近年来，电力电子器件的研究和制造水平取得了突飞猛进的发展，出现了许多新型的电力电子器件和线路，电力电子器件正朝着场控化、高集成化、大容量化、高频化的方向发展。近年来，TI、MOTOROLA、ADI等公司相继推出了适用于开关电源使用的单片机或DSP芯片，且功能越来越完善，性能也越来越优越。

1955年美国罗耶(GH．Roger)发明的自激振荡推挽晶体管单变压器直流变换器，是实现高频转换控制电路的开端，1957年美国查赛(JenSen)发明了自激式推挽双变压器，19年美国科学家们提出取消工频变压器的串联开关电源的设想，这对电源向体积和重量的下降获得了一条根本的途径。到了1969年由于大功率硅晶体管的耐压提高，二极管反向恢复时间的缩短等元器件改善，终于做成了25千赫的开关电源。

目前，开关电源以小型、轻量和高效率的特点被广泛应用于以电子计算机为主导的各种终端设备、通信设备等几乎所有的电子设备，是当今电子信息产业飞速发展不可缺少的一种电源方式。开关电源的发展方向是高频、高可靠、低耗、低噪声、抗干扰和模块化。由于开关电源轻、小、薄的关键技术是高频化，因此国外各大开关电源制造商都致力于同步开发新型高智能化的元器件，特别是改善二次整流器件的损耗，并在功率铁氧体(Mn．Zn)材料上加大科技创新，以提高在高频率和较大磁通密度(Bs)下获得高的磁性能，而电容器的小型化也是一项关键技术。SMT技术的应用使得开关电源取得了长足的进展，在电路板两面布置元器件，以确保开关电源的轻、小、薄。开关电源的高频化就必然对传统的PWM开关技术进行创新，实现ZVS、ZCS的软开关技术己成为开关电源的主流技术，并大幅提高了开关电源工作效率。对于高可靠性指标，美国的开关电源生产商通过降低运行电流，降低结温等措施以减少器件的应力，使得产品的的可靠性大大提高。模块化是开关电源发展的总体趋势，可以采用模块化电源组成分布式电源系统，可以设计成N+1冗余电源系统，并实现并联方式的容量扩展。针对开关电源运行噪声大这一缺点，若单独追求高频化其噪声也必将随着增大，而采用部分谐振转换电路技术，在理论上即可实现高频化又可降低噪声，但部分谐振转换技术的实际应用仍存在着技术问题，故仍需在这一领域开展大量的工作，以使得该项技术得以实用化。

1.1.2　课题的意义

研究和开发高频高压开关电源，特别是成本较低的开关电源具有很强的实用意义，不但丰富了现在市场上开关电源的品种，而且符合节约能源，可持续发展的理念，对缓解现在正在面临的能源危机具有一定的积极作用。同时这个理念与科技发展势头也是未来能源经济的潜在能量，具有很大的商机。

1.1.3　本文的研究内容和研究方法

本文针对高频高压电源的实现为基础，以实现输出电压可调为目的对高频高压电源的主电路及控制电路进行了设计，使之输出稳定符合要求，调节方便快捷。并设计了简单的保护电路，初步保障了系统及设备的安全。

对于高压电源不同电压值的需要，本课题研究将给出一个连续可调的高压电路的电路拓扑，以适应高压电源的不同应用场合的不同需要。本文还将对调节界面进行一定的设计及监控，以达到良好的调节目的和简单快捷的调节方式。由于在高电压时须用倍压电路来实现，所以将对倍压电路中将要产生的现象和问题进行解决，并尽可能提高电源高压时的带载能力。由于电源主要工作在高压场合所以将对此时的电路安全及用电安全进行一定的设计。由于高压的特殊实现方法，对其产生的纹波问题将给予着重的研究和阐述，此外，对于负载变化时的电压稳定问题及稳压的实现也将着重分析研究。

本文的研究方法：在本文中选通过对高频高压电源的基本工作原理进行一定的分析，同时结合论文要求设计出符合要求的主电路，然后通过PSpice仿真软件对系统进性能仿真分析。并通过所得的波形对理论计算数据进行一定的校正，并设计出滤波，整流，保护等控制部分的电路。

第2章 高频高压电源主电路各模块工作原理分析

2.1　高频高压电源主电路总体方案的设计 

由于该设计系统输入为220V交流，输出为10-15kV大范围可调直流，并且对输出纹波做出了一定的要求，不难得出中间需设置高频环节，只有高频才能使输出达到理想的纹波要求。于是在系统中设置了DC-DC斩波电路，考虑到输出为小功率高压直流电压，所以前级的DC-DC变换功率亦不是很大，为使其中电感电流连续固采用了降压DC-DC变换电路（Buck变换器）。直流斩波前级为整流电路，此处选用单相桥式整流电路。后一级的升压环节不能采用直流升压（如单纯选用Boost升压电路，则占空比非常大，使得输出纹波很大，且过高的电压使得普通的开关难以承受），需逆变成交流矩形脉冲后再进行倍压升压。逆变选用半桥逆变电路，其与倍压电路之间还需设置变压器，一方面可以达到隔离目的，另一方面可以通过改变原副线圈的匝数比来调整输出电压值。

经简单分析可得出主电路的初步拓扑。电路框图如图2-1所示。

图2-1 主电路基本框图

2.2　主电路各模块原理分析及设计

2.2.1　整流及滤波电路分析设计

由于前一级的整流滤波环节采用的全桥整流电路结构比较简单，所以在这里对全桥整流电路就不多做介绍了。这里着重分析一下其滤波电路，为了获得更小的纹波，所以在该部分的输出也应该具有更小的纹波系数。这里本设计采用了形滤波电路。

在介绍形滤波电路之前需要我们熟悉一下以下两种滤波电路，一

图形滤波电路

个是我们非常熟悉的并联电容滤波电路，另一个则是串联电感滤波电路。在熟悉这两种电路时我们用一种近似的计算方法，可以把输出纹波电压看成理想的锯齿波形。

1)并联电容滤波电路的纹波系数和输出电压

设输出纹波电压峰值为，纹波峰-峰值为，交流电源频率为，放电时间常数，其中为负载电阻。则有以下几个公式：

（2-1）

（2-2）

（2-3）

理想的锯齿波有效值：

（2-4）

因此可以得出全桥整流并联电容滤波的输出纹波公式为：

（2-5）

直流输出电压为：

（2-6）

2)串联电感滤波电路

串联电感滤波电路由电感L和电容C组成，其工作原理与并联电容滤波电路有所不同。根据电感电容方面的知识可知，电感所呈现的阻抗随着频率的增加而变大，电容的阻抗与其恰好相反随着频率的增加而降低，此时串联电感滤波电路中的电感和电容构成了一个分压器。输出电压就是电容上的电压。由于电感器对直流没有阻碍作用，电容器对直流信号具有无穷大阻抗，因此直流分量将不受影响地完全送到输出端，而对脉动直流中的各次谐波分量，电感器的和电容器将呈现不同的阻抗。固可得到串联电感滤波电路的输出直流电压公式[1]：

（2-7）

其中为电感器直流电阻。

（2-8）

纹波公式为：

分析了以上两种滤波电路以后便可以得出形滤波电路的输出电压和纹波公式：

（2-9）

（2-10）

虽然由公式得出电感越大输出的纹波会越小，但在本系统中电感太大会严重影响系统的调节时间，结合Pspice仿真得出了各器件的参数。

图2-3 滤波电路仿真波形

；；

此时纹波如图2-3约为：

2.2.2　Buck斩波电路工作原理分析及设计

如图2-4所示为Buck型斩波电路，它由一个开关管S，二极管D，电感L，电容C和一个负载电阻R组成。

Buck斩波电路工作时，开关S周期性的通断，对输入的电压进行斩波，由于二极管两端便得到了一个方波电压，经串联电感滤波后其输出端便可得到一个平稳的直流输出电压了。

为方便分析这里设定开关管的占空比为，二极管的占空比为，电感电流连续时，（由于电感电流断续时输出电压纹波较大，固在这里不再多加考虑）。

图2-4 Buck型变换器

Buck电路工作过程分析：当开关管S闭全时，输入电压加在二极管D上，此时二极管上正下负处于截止状态。电感器L在外加电压的激励下电流上升，电感电流一部分为电容器C进行充电，同时另一部分为负载提供电流。随着电容的充电过程输出电压随之增加。当开关管S断开时，由于电感的激励源由原来的变为现在的，电感电流在负激励电压的作用开始减小。但此时电感电流产不能改变方向，所以电感产生了左负右正的感应电压。此电压克服电容器电压的那一部分将加在二极管上，使得二极管正偏导通。此时负载电流由电容的放电电流和电感电流共同提供。由于电容的放电作用输出电压开始下降。当开关管S再次闭全时将重复上述过程[1]。

Buck斩波电路从一开始工作到稳定工作有一个动态变化过程，对于该过程这里就不多做解释了，只给出此过程的特点：随着输出电压的不断升高，电感电流的增量将不断变小，电容的充电电流由开始的始终大于零变为时正时负，而总的趋势是输出电压不断的提高。

Buck斩波电路稳定工作时电容的充，放电电流在一个周期内的平均值为零，输出电压的平均值保持不变，输出电压存在因电容充，放电形成的脉动成分。

Buck斩波电路工作在电感电流连续时输出电压符合下式：

（2-11）

由于纹波在负载上的产生的电流变化很小，所以电感电流的波动值就是滤波电容的充，放电电流值，其波动分量将导致电容电压的波动形成输出电压的纹波，由此可以得出电容电压的波动量可以计算如下：

（2-12）

式中为电感电流脉动量。

电感电流的增量的计算式为：

（2-13）

由式（2-12）和式（2-13）可以得出：

（2-14）

采用纹波的修正定义可以得出以下纹波计算式：

（2-15）

由临界电感的定义知道，当时电路处于临界状态，由此可以得出临界电感值为：

（2-16）

为了便于计算电感参数采用电感电流相对波动情况来计算

（2-17）

越小说明电感电流波动越小，输出的电压纹波就越小。这样便得到了在指定电感电流相对波动情况下的输入电感的计算公式：

（2-18）

可见如果想使电感电流波动小就必须采用在的电感值。

同时还可以得出输出纹波系数与电感电流相对波动情况的关系：

（2-19）

图2-6 Buck电路电感电流波形

图时仿真波形

由此公式可知，当电感电流波动较小且输出纹波电压较小时所需的滤波电容器的取值将变大。

这里取，占空比D在之间变化，负载约为700，工作频率为40KHz。可以计算出输入电感，令，则可得出滤波电容取值为。如图2-5所示为占空比为时所得的仿真波形，其满足设计要求。

此时电感电流如图2-6所示，可以看出电流是连续的，且相对波动值符合要求。Buck电路工作状态良好。

2.2.3　半桥逆变电路的工作原理分析及设计

半桥逆变及变压器电路如图2-6所示，半桥逆变电压由两个桥臂组成，第个桥臂由一个开关管和一个反并联的续流二极管组成。在直流一侧设置了两个相互串联的电容，于是两个电容的联结点便相当于直流电源的中点，其电路输出为以此点电位为中心的矩形波电压。来看一下半桥逆变电路的工作原理：开关管，的控制信号在一个周期内均有半周期为正半周期为负，且两个控制信号是互补的。当开关管导通而管关断时，电容器-变压图2-7半桥逆变电路及变压器电路图

器原边线圈-开关管构成了一个回路，此时变压器原边线圈承受上负下正的电压，其电压幅值为电容的电压，变压器原边电流增加，电能通过变压器耦合到负载侧。当开关管关断而管导通时，开始的一个瞬间由于变压器线圈的感性作用电流并不能立刻改变方向。但由于管已经关断，所以电流将通过续流二极管进行续流，此时二极管-电容-变压器原边构成一个回路，变压器副边将电能反馈回直流侧，由于此时开关管已经导通，所以电流在负的电压作用下减小。当电流减小到零即截止后电流回路为：直流电源-电容-变压器原边-开关管。 此时变压器原边线圈上的电压为上正下负，其幅值为电容的电压值但方向和上半个周期相反。开关管再次开通而截止时，电流开始通过续流，其余重复上一过程，至此电路稳定工作重复以上过程[13]。

逆变电路中电容的作用：当续流二极管或导通时，负载电流和电压方向相反，电感中贮藏的能量向直流侧反馈，即将电感中的无功能量反馈回直流侧，此能量便暂时储存在直流侧电容器中，所以直流侧电容器起着缓冲无功能量的作用。

半桥逆变电路的特点：半桥逆变电路拓扑简单，所使用的器件少，开关管只用了两个。但也有其缺点：由于采用了两个电容器的分压作用故输出电压仅为直流输入电压的一半，而且两电容串联，不加辅助电路的情况下不可避免的会出现电容电压不均衡，导致输出的交流电压正负幅值不等。

由于设计系统中电源的输出功率很小，所以为克服上述缺点在本文中采可用串接均衡电阻的方法来对电容分压不均衡来予以校正。电路如图2-7所示。此处取均衡电阻。

图2-8 带均衡电阻的逆变电路

在实际工作的逆变电路中，由于开关管并不是理想的器件在给定负信号时就能立刻判断，这样在一个开关管还未完全关断，但另一个已经导通，产生这样的情况后果是很严重的，因此需要避免两个桥臂同时导通这一情况。两开关管直通将会产生很大的电流，开关管很容易烧毁。

为解决这一问题需要在给定一个开关管开通信号和另一个开关管关断信号之间设置一个时间间隔（死区时间）。在此处采用的逆变频率为40kHz，即一个周期为。设置触发脉冲宽度为，死区时间为。

分压电容的取值设计：设逆变后一级的负载为电阻负载，电容器的选取应满足，这里取，由于。于是电图2-9 逆变电路输出波形

容器计算值为 ，这里本设计中取。

图2-10 的触发信号

2.2.4　变压器的设计

变压器是一种实现电能变换并从一个电路传输到另一个电路的静止电磁元件，高频变压器的设计方法与电力变压器相仿，其区别在于高频变压器与半导体开关器件相连接，工作频率很高，变换的信号一般为方波信号，所以变压器的优劣不但会影响到变换器的性能指标，而且会影响电路工作的可靠性。所以在设计时需要对诸如瞬态饱和、铁芯损耗等问题。高频高压变压器的特点主要是有涡流效应。现在对变压器的问题进行一定的分析[9]。

1．涡流效应

涡流效应是由电流在导线中产生的集肤效应和邻近效应的总和，是高频变压器的产生损耗的主要部分。当导体通过交流电流时，由交流产生的磁场而引起的电流趋向表面的电流再分布，内部电流刻度小于外部，从而使导线的有效面积减小电阻增大。这种现象与频率有很大的关系。

2．高频铁损

我们知道变压器工作时，磁感应强度B沿磁滞回线到之间交替磁化，如图2-11所示，磁滞损耗与磁滞回线包围的面积和工作频率有关。变压器工作在高频时，铁心被反复磁化，若铁芯材料的磁滞回线包围的面积过大，铁损将非常的大，从而使变压器的温度升高，影响正常工作。因此在选用铁芯上，不能用正常的变压器铁芯。

图2-11 磁滞回线图

在介绍以上两个变压器的主要问题以后，我们来看一下高压器磁芯材料的选用。

变压器的功率容量和工作频率取决于磁性材料的性能。在变压器设计时，宏观指标是效率和体积，效率主要由铁损耗决定，铁损耗分为磁滞损耗和涡流损耗。根据文献可有如下公式：

（2-20）

由上面分析可以知道：高磁导率、小矫顽力则磁滞损耗小。作为变压器铁芯材料，高频工作时，铁氧体和微晶／非晶的铁损比硅钢的小很多。变压器的体积取决于铁芯的截面积S，而截面积S的大小由变压器功率容量和铁芯磁通密度决定，硅钢和微晶／非晶的饱和磁感应强度Bs最大，而铁氧体相对较小，但是铁氧体的电阻率是最大的，因此铁氧体的涡流损耗是最小的，也就是说它有非常小的高频损耗。此外，铁芯最大工作磁通密度至关重要应该使铁芯的磁通密度小于饱和磁通。这个公式还告诉我们变压越是工作在较高的频率其功耗就会更大[12]。

下面是变压器参数的计算

1）铁芯面积

铁芯的几何面积S，铁芯窗口面积Q及功率存在着以下的函数关系：

式中；为半个周期T内的导通时间；为效率，一般为左右；为铁的填充系数，一般取为，对于铁氧体，它主要与铁芯叠片或带料厚度有关；为窗口系数，与导线线径及绕制水平有关，一般在左右；现取，j为电流密度，考虑到集肤效应的因素，应尽可能的增大表面积，故电流密度应较小，现取。

（2-21）

根据以上各节选取占空比为，工作频率为半桥逆变电路的逆变频率，则（由于频率越高开关管的周期就会越小，这样开关管的开通时间就会变小，这样有助于减少变压器的原副边的线圈匝数，但同时要考虑上述的损耗，因而频率的提高是建立在较好的磁性物质的选择上的）。考虑到输出会有一定的损耗和输出时采样电阻的能耗选取。其中，。

计算得根据这参数可选取磁芯。

初级绕组匝数的计算：

式中为电网电压经滤波后的电压值为。

2.2.5　CW倍压电路工作原理分析及设计

在现在许多仪器设备中都需要较高的电压，然而传统变压器的升压能力有限，而且一般的整流器件的耐压都较低，很难满足要求。CW倍压整流电图2-12 CW倍压电路

路的实质是电荷泵。最初是由于核技术的发展需要更高的电压来模拟人工核反应，于是1932年由Coccroft和Walton提出了高压倍压电路。倍压电路主要是由多个电容和二极管组成的，是基于电容的储能作用而形成的倍压整流电路。按照输出电压是输入电压的倍数可以分为二倍压，三倍压及多倍压。通常称第两倍为一阶。下面先简单介绍一下倍压电路的工作原理，以三阶倍压为例，图2-12所示为三阶倍压电路[8]。

图2-13 变压器次级线圈上正下负时

当然这只是一种比较简单的CW倍压电路， 该电路中的电容除了与变压器直接相连的电压幅值为交流电源幅值U外，其它电容的是电压均为2U，可以选用耐压值为2U的电容即可。同时可以看出输出电压是下臂三个电容串联得到的。正是由于这个原因，所以其输出电压的纹波比较大。也有几种电路拓扑可以达到较小的纹波，但部分电路的输出是取自最后一级电容的电压，所以对后一级的电容的耐压值要求比较高。另一部分电路是采用了并联的方法来减小纹波电压的，这样就使得电路拓扑中电容，二极管等器件个数较多，结构非常复杂。

下面介绍一下倍压电路的工作原理：

以图2-12所示CW倍压电路为例，当变压器次级线圈输出电压为上正下负时，电路中电流如图2-13所示，此时为倍压电路的上臂电容充电。电容电压为左正右负[8]。

当变压器次级线圈输出电压为上负下正时，电路中的电流如图2-14所示，此时为倍压电路下臂电容充电，电容电压也为左正右负。输出电压取自下臂三个串联电压的电压之和。此时输出电压为负电压，如果要求输出电压为正，可以将所有的二极管反向连接即可。

图2-14 变压器次级线圈上负下正时

电路稳定工作时，除了第一个电容电压值为变压器次级的输出电压U外，其它几个电容电压均为2U。

简单分析倍压电路以后我们发现：倍压电路是一个非常大的惯性环节，其需要一个比较长的时间来为后级电容充电。但是对负载放电时其惯性又是很小，是几个电容串联的结果，在电容值一定的前提下,输出电压很容易下降，而且随着倍压阶数的增加这种前级充电的惯性以及后一级对负载放电时的电压降落又是明显。实际器件中如此高的电容一般为陶瓷电容，这种电容器电容值不容易做大，所以当负载较大或对输出纹波有较高要求的时候不应该选用太高的倍压阶数。在这里选用6倍压整流倍压电路，即上述中的三阶倍压电路[4]。

整流倍压电路中电容的取值，根据文献所提供的整流输出压降公式：

（2-22）

当输出电压纹波系数，输出电压在变化时最大的电压波动值为150V，负载电流这里取，这里倍压阶数交流输入频率为，于是有下式：

图2-15 CW倍压电路模块仿真波形

（2-10）

于是可计算出电容的理论数值为：，由于实际电路中要求输出功率为15w，所以输出电流并不到，所以整流电容取就足够了。如图2-13所示为该倍压电路在2500V矩形波交流输入，负载电阻为时的仿真波形图。

2.3　系统主电路开环仿真

根据以上各节的分析设计主电路的各个模块均均已得出较满意的输出。接下来是对主电路的开环仿真。主电路的开环原理图见附录1，下面是对主电路进行开环仿真所得的波形。

由仿真波形图可知系统的输出电压波动值约为100V此时的输出电压为15KV，纹波，输出纹波满足设计要求，同时还可以看出此时系统的输出功率为43W，所以当系统应用于输出为15W的场合时肯定能够满足要求。

通过该波形还可以看出此时的纹波主要来自交流侧的电压波动，虽然有滤波电路的滤波作用但仍是开环系统的主要纹波来源。

图2-16 主电路开环仿真波形图

电路的其他各项参数波形几乎与各模块相同，在后面的闭环系统中还要提到，现在就不再一一列举了。

2.4　本章小结

在这一章里主要对主电路进行了一定的设计和参数的计算，确定了电路的拓扑结构，也通过模块性的仿真对滤波电路进行了筛选。现对本章工作做如下小结：

1)滤波电路的选取，这里本文采用了形滤波电路，并将其与其它电路进行了比较。可以得知其是一种滤波效果较好的电路相对较简洁的滤波形式。并对其参数进行了计算。

2)Buck电路的分析及设计：通过对Buck电路中临界电感，输出纹波系数等值的推导得出了该电路部分的一系列参数。电感中电流的连续与否将很大程度上决定了此环节中输出电压的纹波。

3)半桥逆变电路的设计：在该部分中主要是对半桥逆变电路进行了一定的分析，然后针对其容易出现的实际情况添加了平衡电阻。对两个开关管控制信号的死区设置也极其重要，这里也给予了详细的设置。

4)变压器的设计：这里本文对变压器一般的设计过程进行了分析并结合该设计对本文中所需的变压器参数进行了计算。确定了以铁氧体为磁芯的选择。

5)CW倍压电路的分析及设计：这里对CW倍压电路的工作原理进行了分析。并通过文献公式进行了纹波系数的分析，最终以此为依据确定了CW倍压电路的倍压阶数。与此同时也得出了CW倍压电路中整流电容的大小和耐压值情况。电容值不能选的太大。

以上是本章的主要工作内容和工作总结，在这里也对各个环节也进行了Pspice仿真。确定了开环系统的可实现性。

第3章 高频高压电源控制电路的设计

3.1　Buck电路的模型建立 

建立电力电子电电路路开关网络的传递函数是研究此类拓扑的常用方法。但是对于这类非线性对象，一般并不能通过简单的处理获得简洁的线性描述。这是因为本质上开关网络是一个非线性系统，尽管由于开关的高频效应，使得高频非线性激励和线性器件的低频响应特性共同作用，形成最后的响应结果具有线性性质因而能够用线性描述来刻画对象的主要性质，但是由于开关在存在，一般较难处理并加以利用。

这里建立Buck电路模型所采用的是小信号状态空间法。这是一种普遍适用的方法，是一种最基本，标准化的分析方法，更具一般性。从其推导过程中我们可以看出它对于非线性因素的忽略处理过程，其可以得到关于占空比的传递函数。

开关系统是一个强非线性系统，为了处理上的简单，我们将开关器件理想化：忽略其导通压降和反向漏电流，并认为开关非通即断，转换在瞬间完成。基于这两个假设，在电感电流连续的前提下我们可以使用状态方程组来描述开关网络在开关导通和关断这两种工作状态下各线性器件电参数之间的关系。

以下是对Buck电路的小信号建模

图3-1 Buck电路及其等效电路图

对电路进行小信号分析

当电路中输入法或负载有所变化时必然后产生一定的变化，设在变化过程中有以下几式成立：

（3-1）

可得小信号图形3-1

图3-2 Buck电路的小信号模型

由于可得：

（3-2）

在这里我们忽略变量的二次项，可得输出与各变化量的直接一次关系。当我们研究输出电压的变化时即可得到下式：

（3-3）

同理也可以得到电流的的变化关系式：

（3-5）

（3-4）

根据对电路3-1的分析可知，有如下关系式成立：

结合式（3-3），（3-4），（3-5）可以得到Buck电路的各小信号之间的关系如下：

（3-6）

对上式取拉氏变换可得：

（3-7）

消去其中的电流变化量的因素可得下式：

（3-8）

由式（3-3）可知，输出电压的变化不仅仅取决于输出电压的变化，而且也依赖于上空比的变化。然而我们希望在负载变化时其输出不变化，至少是变化很小。这样就需要进行闭环调节。这里将采用传统的PI调节[1]。

3.2　控制电路设计

 3.2.1　控制信号PWM波的发生

图3-3 开关管控制信号的发生电路

该设计中的高频高压电源的设计，高频是其根本所在。在高频状态下其触发信号的产生非常重要，且其触发角应可调以达到输出电压的连续可。用于控制开关管导通与关断的控制信号是由PWM波发生器产生的，如图3-3所示。其电路主要是由一个开路增益很大的集成运算放大器（即是一个电压比较器）及其外部电路组成的。其工作原理如下：

比较器有两个输入端：一个为同相输入端另一个为反相输入端，它还有一个输出端用于输出高低电平，再有就是电源的输入端了。电路正常工作时其两个输入端的电压是变化的如图3-4所示，其中电压值为0.5V不变的就是反相输入端，而三角波电压信号则为比较器的同相输入端电压。当同相输入端的电压高于反相输入端的电压时，输出电压即为高电平；当同相输入端的电压低于反相输入端的电压时，输出电压即为低电平，即如图中矩形波所示的电平信号。这样一来，我们可以通过观察输出端电平的高低即可知道两个输入端的电压高低情况。

图3-4 电压比较器的工作波形示意

在实际的电路中比较器的反相输入端也一般采用一个不变的电压值来实际，其称为基准电压，或是阈值电压。

比较器与运放的差别：运放可以做比较器电路，但性能较好的比较器比通用运放的开环增益更高，输入失调电压更小，共模输入电压范围更大，压摆率较高(使比较器响应速度更快)。另外，比较器的输出级常用集电极开路结构，它外部需要接一个上拉电阻或者直接驱动不同电源电压的负载，应用上更加灵活。但也有一些比较器为互补输出，无需上拉电阻。

以上便是电压比较器的工作原理，这里我们采用一个幅值为5V，频率为40KHz的三角波为同相输入端的信号，一个基准电压为反相输入，这样便可以实现通过改变基准电压的电压值来改变输出矩形波电压的占空比大小。

3.2.2　采样的电压的选取

经过第二章的分析可知主电路中的CW倍压电路为一个比较大的惯性环节，如果直接从最后输出取采样电压，然后通过PI调节对该信号进行处理再去控制Buck电路中开关管的开通与关断来调节最后输出的偏移的话，这样往往会出现输出电压在摆动过程中不能稳定的现象。假设输出电压偏小，则通过控制电路产生的控制信号的占空比增大来实现上调输出电压，由于CW倍压电路部分的惯性原因控制信号的占空比会一直增大，直到输出电压符合要求为止，但此时的占空比又过大，会造成输出电压的较枉过正，这样一来，电压因为一个很小的波动而产生一个比较大的电压波动。而且电压波动不会衰减停止，这样就不能达到我们的调节目的了。所以本文中选择从Buck电路部分的输出端取样，这样取样的不仅可以使响应变得及时，而且在此处取样电压值不大，所选取的隔离器也相对方便一些。

3.2.3　比例积分环节的设计

图3-5 比例积分原理电路

控制电路能否在输入电压变化的同时保持输出电压的稳定可调，这取决于其积分环节的设置。下面我将从比例积分器的一般设计角度出发，来使设计的比例积分器可以很好的达到所需的要求。以下为比例积分器的设计原理：

比例积分器的设计一般分为下面几个步骤：

1．比例积分器电路形式的选择

比例积分电路的形式可以根据实际要求来确定。若要进行两个信号的求和积分运算，应选择求和积分电路。若只要求对某个信号进行一般的波形变换，可选用基本积分电路（即图3-5所示电路）。

2．确定时间常数

时间常数的大小决定了积分速度的快慢。由于运算放大器的最大输出电压为有限值（通 常左右），因此，若的值太小，则还未达到预定的积分时间 t 之前，运放已经饱和，输出电压波形会严重失真。所以的值必须满足：

（3-9）

当为阶跃信号时，的值必须满足式（3-5）：

（3-10）

其中E为阶跃信号的幅值。

3．电路中元器件的选取

1）当时间常数确定后，就可以选择R和C的值，由于反相积分电路的输入电阻，因此往往希望R的值大一些。在R的值满足输入电阻要求的条件下，一般选择较大的C值。

2）确定

为静态平衡电阻，用来补偿偏置电流所产生的失调，一般取

3）确定 

在实际电路中，通常与积分电容串联一个电阻。可以调节比例积分器的比例系数。一般应使积分时间常数小于输入的波动周期时间。

4）选择运算放大器 

为了减小运放参数对积分电路输出电压的影响，应选择：输入失调参数

小，开环增益大，输入电阻高的集成运算放大器。

4．比例积分器的调试

对于图（3-5）所示的基本积分电路，主要是调整积分漂移。一般情况下，是调整运放的外接调零电位器，以补偿输入失调电压与输入失调电流的影响。调整方法如下：先将积分电路的输入端接地，在积分电容的两端接入短路线，将积分电容短路，使积分电路复零。然后去掉短路线，用数字电压表（取直流档）监测积分电路的输出电压，调整调零电位器，同时观察积分电路输出端积分漂移的变化情况， 当调零电位器的值向某一方向变化时，输出漂移加快，而反方向调节时，输出漂移变慢。反复仔细调节调零电位器，直到积分电路的输出漂移最小为止。

积分器的参数计算如下：

（3-11）

电路选取如图3-5所示的积分电路，先计算比例积分的积分时间常数。经过计算可以得出下面的式子：

根据式（3-8）可以对系统的输出波动时间进行初步计算。假设此时系统的输入电压没有变化，则式（3-8）可变为下式：

（3-12）

在没有闭环的前提下系统的输出纹波波动周期为：

（3-13）

计算得：。为保证比例积分能获得较快的积分速度，因此选择。

确定输入电阻和积分电容C

由于运算放大电路的输入电阻比较大一般大于10K，为了不影响积分效果而且加快积分速度，这里取输入电阻，因此积分电容C为：

为了加快积分器的调节作用达到稳定，所以取平衡电阻应为：。

这样一个比例积分器就设计完成了。

3.2.4　控制电路

图3-6 控制电路原理图

有了以上几个小节的分析和设计，现在可以直接给出初步的控制电路。该电路是由前面几节中设计出来的电压比较器和积分器实现的。三角波发生器的输出为幅值为5V的三角波。在比较器的设置时，由于比例积分的输出可达15V，所以没有设置直流电源来提高三角波的电平，三角波的电位的调整完全靠积分器的输出。这样电路也可以在很短的时间里达到稳态，同时这样也可以减少器件的外围电路的复杂程度，使得电路的可靠性有了一定的保证。

整个系统输出电压的可调是通过调节图（3-6）中的V17的电压为实现的。输出电压与V17的电压的关系为：

（3-14）

3.3　闭环系统的仿真

在进行了整体系统的开环设计和闭环设计后现对整体系统进行仿真。系统主电路见附录5。

图3-7 系统闭环仿真波形

这里以输出电压为15KV为例例举了一些波形，通过这些波形可知，系统符合设计要求。此时输入为220V交流输入，负载为阻性负载。

图3-8 系统闭环输出纹波波形

系统可以很快的到达平衡状态，由图3-7可知系统在6ms的时候就已经达到输出电压要求并很稳定了。

如图3-8所示为系统闭环纹波波形，其中纹波上限峰值为，下限峰值为，可计算出此时的输出电压纹波为

可见已经小于的输出纹波要求。

图3-9 变压器原边绕组电压波形及峰值

由图3-9可知：逆变电路部分的逆变是非常成功的，其输出电压非常接近矩形波，而且幅正负相等。

图3-10 Buck模块输出与CW倍压电路输出

图3-10所示的波形为Buck模块输出与CW倍压电路的输出，由该图可以看出Buck级电路的输出纹波幅值约为，纹波系数为，略比最终输出电压纹波系数大，变压器和CW倍压电路的变压近似为线性变压。

图3-11中上图为整流电路的电压输出，可见当电路工作在稳定状态时其输出电压是比较平稳的，拥有比较好的滤波效果。下图为Buck电路开关管的控制信号，为了使可调电路输出为10KV的时候占空比不至较小，所以此时采用了较大的占空比。

图3-11 Buck开关管的控制信号及整流输出

图3-12 比例积分器的输入与输出波形

图3-12所示的为积分器的输入与输出之间的关系。可见比例积分电路当在输入为较为混杂的电压输入时其输出为稳定的直流输出，可见积分的设计是成功的，其已经工作在恰当的工作范围内，对占空比产生了一个持续的作用，使得输出逼迫设定值。

图3-13所示为Buck电路中电感电流的波动情况，由图可知：电感电流为一个方向，且峰峰值为，电感电流的相对波动情况为：

图3-14 半桥逆变电路平衡电阻分压波形图

图3-13 Buck电路电感电流波形

图3-14所给出的是半桥逆变电路中两个电容的电压波形图，在设计中设置了平衡电阻用来平衡两个电容上的电荷分配。由图中可以看出取得了较让人满意的效果。

图3-15所给出的是CW倍压电路的输出功率，即为整个系统的输出功率由图中可以看出电路现在这个状态已经可以超过设计要求的功率要求，而此时能够达到很好的纹波要求。由之前对CW倍压电路的分析可知，倍压电路的纹波系数会随着输出功率的增加而增大。这就表明本设计中的电路在满足纹波要求的前提下可以承载更大的负载进而有效的提高了电源系统的输出性能。

图3-15 CW倍压电路的输出功率图

3.4　闭环系统的抗干扰性能

图3-16 突加扰动后整流滤波输出和最终输出波形

为了测试系统的抗干扰性能，在原有系统参数不变的前提下，在第20ms时刻加入50V扰动，用以测量系统性能。以下是该扰动下的系统中相关位置的波形图。

由图3-16可知：扰动在20ms时加入，但其作用在24ms时才开始出现，这是由于系统的惯性和交流输入周期共同决定的。3-16中下图为整流滤波后的直流电压，可以看到其幅值增加了50V，上图为系统的输出其电压值增大了大约50V，但在一个很短的时间里便又回到了原来的电压值。由此更进一步证明：该系统的控制调节的设计是成功的。

图3-17 扰动突加前后的控制信号占空比

及积分器输出电平信号

由于Buck电路采用的是高频控制，所以在调节过程中控制信号的改变不容易在一个图像里看出，所以采用了抓取两个时刻的控制信号来做比较，用以观察控制信号的改变。如图3-17所示，上图为突加干扰前后比例积分器的电平输出，中图为突加干扰前的占空比，下图为扰动后的占空比。结合图3-16可以得出结论，电压的回调是Buck控制信号占空比的变化产生的，是控制电路的作用。

至此本文完成了系统控制电路的设计及仿真研究。

3.5　本章小结

本章主要是对Buck电路进行了建立模型处理，通过各项计算可以得知当系统的输入也变化时输出电压的变化是对输入变化与占空比变化的非线性关系。确定了以传统的PI调节为手段的调节方式。

经分析得出了CW倍压电路为一个较大的惯性环节，而变压器和CW倍压电路是一个接近线性的结构，因此决定将对输出电压的采样改在Buck电路级的输出位置。

本章还对积分器，电压比较器的工作原理进行了分析，并根据该设计的需要和积分时间的确定对积分器的参数进行了计算，得出了较为满意的结果。系统能较快的达到并稳定在设定值上。

最后对整个闭环系统进行了仿真，并得出了一系列的参数。最终可由波形图得出设计成功的结论。该系统达到了设计的所有要求，只需要改电源的参考值便可得到相应的电压输出，其对应关系也很简单，在上一小节中也给出了其关系式。

第4章 驱动电路及芯片的设计

4.1　SG3525的设计

4.1.1　SG3525功能简介

SG3525是频率固定的单片高性能PWM控制器，是用于驱动N沟道增强型MOS管的第二代脉冲宽度控制器，SG3525脉宽调制型控制器作为SG3524的改进型，更适合于运用MOS管作为开关器件的双端DC／DC变换器。它是采用双极型工艺制作的新型模拟数字混合集成电路。其电源工作电压8～40V，输出频率可达400kHz。该控制器包含精确的电压基准、高频振荡器、误差放大器、比较器、PWM锁存器、分相器、欠电压锁定器、双图腾柱输出、低阻抗驱动器、软起动电路及关闭电路。信号经过电流和比较器、逻辑和输出驱动器， 具有很短的传输延时。为了在恶劣负载条件下能不间断供电，并确保功率模块安全。

图4-1 SG3525内部功能框图

如图4-1所示为SG3525的内部功能框图。其主要功能简单列举如下：

1）基准电压调整器。基准电压调整器是输出为，有短路保护的电压调整器。它供给所有内部电路，又可作为外部基准参考电压。

2）振荡器SG3525中的核心部分是锯齿波振荡器、误差放大器和比较器。振荡器为调制电路提供载波。其频率大小由与5、6、7脚相联的电阻、以及电容的大小决定，具体的关系如下：

（4-1）

调整的大小，可调节锯齿波下降沿的时间宽度。即可调节死区时间。

3）误差放大器及补偿输入。误差放大器是一个两级差分放大器，直流开环增益为70dB左右。2脚是放大器的同相输入端，l脚为反相输入端，9脚还提供了一个反馈端，可以利用它来调整输入信号的放大倍数。最终的脉宽调制信号是通过误差信号与由振荡器提供的锯齿波比较来获得的，SG3525中的比较器就担任这个重要的角色。

4）锁存器。比较器的输出送到锁存器。锁存器由关闭电路置位，由振荡器输出时间脉冲复位。这样，当关闭电路动作，即使过流信号立即消失，锁存器也可维持一个周期的关闭控制，直到下一周期时钟信号使锁存器复位为止。另外，由于PWM锁存器对比较器来的置位信号锁存，将系统所有的跳动和振荡信号消除了。只有在下一个时钟周期才能重新置位，有利于提高可靠性。

4.1.2　SG3525参数设计

1)振荡器的参数设计：由主电路设计过程可知主电路开关管的工作频率为40KHz，由此设计振荡器的参数设计。又由于是用来控制输出波形占空比的电阻，因此在调节过程中会对其进行调整，所以应该用一个可调电阻来组成电路。又由于不希望在调节过程中太多的改变工作频率，因此该电阻值不能选的太大，因此选用一个可调的电位器。电阻由应该设置的大一点来减小对工作频率的影响，这里选用。由公式（4-1）可计算出所需的定时电容值应该为：。

2）软起电容的设计：由上一章中闭环电路的仿真可知系统在上电的前一段时间里电流过冲很大，开始的占空比在一定时间内均为，因此需要设置软起动电容来减小电流过冲。这里加一个的软起电容。

图4-2 SG3525外围电路

3）控制电路中基准电源的设置：由控制电路的设计中可知输出电压和积分器的基准电源电压的关系为一固定常数，且应该可调。所以在SG3525的外围电路中16脚和2脚间加入了两电阻进行分压，16脚是SG3525的基准电压输出，其电压值为标准电压。将一个电阻定为电位器即可对2脚的输入电压进行连续可调。为使PWM发生器开始就产生具有一定占空比的波形，应在9给电压比较器同相输入端加一电平，这里将基准电源进行限流电阻直接接入，可得一的电平。

4）其他外围电路的设计：其他外围电路的参数是控制电路设计中各部分的参数，这里就不再重复了。

在本设计中将取用两个SG3525芯片分别去驱动Buck电路中的开关管和半桥逆变中的开关管。在半桥逆变中只需省略上述说明中的误差输入及比例积分外围电路即可。

4.2　驱动芯片IR2110的设计

在实际电路中控制电路对主电路器件的控制可采用直接驱动和隔离驱动两种方式。之所以采用隔离驱动电路：一是因为有些情况主电路电压电流都很大，芯片的驱动能力不能完全驱动主电路器件；二是因为在某些电路中主电路和控制电路会形成回路，这样使得控制电路不能驱动主电路器件。在这里由于输出电压比较高，所以采用隔离驱动。主电路中有三个功率器件需要进行隔离驱动：即Buck模块中的开关管，半桥逆变电路中两个开关管。

其中第一个开关管的触发信号不同于后两个，在调压过程中它的控制信号的占空比是变化的，而后两个开关管则不需要改变占空比，且应该工作在占空比比较稳定的状况下，以保证逆变波形的稳定。所以在本设计中采用两个IR2110芯片来分别对两部分开关器件进行隔离驱动。

IR2110具有的低端和高端输入通道。悬浮电源采用自举电路，其高端工作电压可达500V，低压静态时功耗低。输出的电源端电压范围为，逻辑输入电压范围为。工作频率高，可达500KHz。

IR2110的电压悬浮原理如图4-3所示。IR2110的高端悬浮自举电源的设计，可以大减少驱动电源的数目。

图4-3 IR2110电压悬浮原理图

IR2110 用于驱动半桥的电路如图2 所示。图中C1为自举电容，C2 为VCC 的滤波电容。假定在S1 关断期间C1 已充到足够的电压（VC1≈VCC）。当HIN 为高电平时，VC1 加到S1 的门极和发射极之间，C1 通过内部电路，Rg1 和S1 门极栅极电容放电。此时VC1 可等效为一个电压源。当HIN 为低电平时， S1 栅电荷经Rg1 、内部电路迅速释放，S1 关断。经短暂的死区时间之后，LIN 为高电平，S2 开通，VCC 经VD1，S2 给C1 充电，迅速为C1 补充能量。如此循环反复[7]。

为使开关管的栅极在开关管关断的时候能够有一定的负栅压，于是设计了如图4-4所示的具有负栅压输出的IR2110外围电路设计。

图4-4 具有负栅压的IR2110外围电路图

当输出高电平时，半桥电路的上管导通，此时经过二极管，向两串联电容充电，由于击穿二极管的作用使得电容电压稳定在。当输出为低电平，电容经开关管栅极及芯片内部电路放电为开关管提供幅值为的负栅压。

半桥逆变的下管工作过程和上管一样，只是工作在互补的半个周期里，且有一定的死区延时。

电路中自举二极管的选取：由IR2110电压自举的原理可以知道，自举电容的电压是自举成功的保证，因而要保证自举电容电压。因此需要电容充电后经由二极管的反向漏电流越小越好，因此应选择快速恢复二极管。电路中自举电容的选取：由于受下管最小导通时间的因此希望自举电容应能在很短的时间里就能充电完成，因而自举电容应越小越好。

4.3　光电耦合隔离的设计

光电隔离的必要性：在具有控制电路的系统中往往主电路的电压电流远远大于控制电路的电压电流值，控制电路直接耦合控制主电路的器件会给控制电路带来很大的电压电流冲击。而且有些电路如果控制电路直接控制主电路器件会造成主电路与控制电路产生电压的回路，这样对控制电路会造成很大的威胁，同时对整体系统的安全及稳定性带来风险。所以一般带有控制电路的系统都采用电气隔离的方式对主电路和控制电路进行隔离。

隔离可以分为光电隔离和电磁隔离两种，这两种隔离方式各有优点：电磁隔离具有很好的线性隔离，其信号传递速度快，但其只适用于交流控制场合，而且其体积相对来说比较大；光电隔离的线性没有电磁隔离好，但其体积小，适合于直流的场合。本文中的电源系统采用光电耦合的隔离方式。

这里本设计中选用HCNR201光电耦合器。该光电耦合器具有很小的传输增益误差和线性误差，而且其带宽也很宽可达到1MHz。很好的耐压能力，可以承受一分钟5000V高压，最大绝缘工作电压可达1414V。其输入/输出范围为。

如图4-5所示为HCNR201的应用外围电路图。发光二极管的输入电流和光敏二极管中流过的电流会随着输出光强发生改变，在放大器S1的调节下进行补偿，使得PD1，PD2上保持一个稳定的电流。由于PD1，PD2所产生的参数变化是一致的，所以电路的增益可表达为：。其输入与输出是呈一种线性关系的，且增益可以通过调整和的取值来实现。

HCNR201的电流是单向的，也就是说其耦合电压是一个极性的，如需要对有正有负的信号进行隔离需要将两个耦合器反向并联。

图4-5 HCNR201原理及外围电路

4.4　本章小结

本章主要对控制电路所选取的芯片及其外围电路进行了分析和设计。

所选取的控制芯片为SG3525，这是一款经常使用的经典芯片。这里对其内部功能结构做了分析介绍，了解了其工作原理，并对其外围电路进行设置。所选取的隔离芯片为HCNR201，这是一个高速响应的光电耦合器件，满足了高频的要求，这里用其隔离控制电路的控制信号和主电路的开关管。本章对其工作原理进行了分析说明，并设置了其外围器件做了选择。

结论

本文本着减小电路复杂程度和节能的原则设计了高频高压电源的主电路部分和控制电路部分，设计出的主电路部分完全符合设计需求且电路拓扑结构简单。控制电路的设计也很成功，选用的芯片个数少，难度小，故障率低。通过外围参数的设定使得其响应速度非常快，缓解了主电路惯性大不易调节的缺点。

高频高压电源的设计中变压器的设计是一个重要的部分，在设计中采用了40KHz的工作频率大大降低了主电路中电感电容的取值和变压器的原副边绕组及磁芯的体积。控制信号采用PWM控制方式，其控制信号由集成控制器SG3535提供。反馈电压可以直接反应PWM的占空比的的大小，此控制器还将过压保护、过流保护、软启动、欠电压锁定、击穿短路保护等功能集成进去了，并且具有能量回收功能。用SG3525驱动MOSFET，保证其可靠开通和关断。控制电路和主电路之间采用高速光电耦合器进行隔离，取得了很好的效果。隔离驱动芯片的设置大减少了控制电路中电源数量，也提高了控制电路和主电路之间的隔离作用。

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