新型谐振直流环节软开关逆变器pdf

2010年1月25日Proceedings of the CSEE ©2010 Chin.Soc.for Elec.Eng. 21 文章编号：0258-8013 (2010) 03-0021-07 中图分类号：TM 4 文献标志码：A 学科分类号：470·40

新型谐振直流环节软开关逆变器

张化光，王强，褚恩辉，侯利民，陈潮

(东北大学信息科学与工程学院，辽宁省沈阳市 110004)

A Novel Resonant DC Link Soft-switching Inverter

ZHANG Hua-guang, WANG Qiang, CHU En-hui, HOU Li-min, CHEN Chao (College of Information Science and Engineering, Northeastern University, Shenyang 110004, Liaoning Province, China)

ABSTRACT: A novel resonant DC link soft-switching inverter was proposed to improve the efficiency and performance of inverter. Auxiliary resonant unit was added to DC link of conventional inverter to make DC-bus voltage decrease to zero periodically, which realized zero-voltage and zero-current operation of all switching devices in inverter and reduced switching losses and reverse recovery losses of diodes. Furthermore, switching devices in the auxiliary resonant unit worked on and off under zero current switching. In addition, the control is simple and less dependant on load current, and the time of transition is freely selected. The equivalent circuits at different operation modes, the analysis of the circuit and parameter design method were presented. A 10kW laboratory prototype has been built. Experimental results were proposed to confirm validity of soft-switching inverter presented.

KEY WORDS: soft-switching; reverse recovery; zero-current turn off; zero-voltage turn on; resonant DC link inverter

摘要：为了提高逆变器的效率和性能，提出一种新型的谐振直流环节软开关逆变器。通过在传统硬开关逆变器的直流环节添加辅助谐振单元，使直流母线电压周期性地归零，实现逆变桥开关器件在零电压和零电流条件下完成切换，因此减小了开关损耗和二极管的反向恢复损耗。此外，辅助谐振单元中的开关器件可以在零电流的条件下完成开关操作。该软开关逆变器控制简单且不依赖于负载条件，过渡过程所需时间可以自由选择。文中对其工作原理进行分析，给出不同工作模式下的等效电路图和回路的参数设计方法。制作一个10kW的实验样机，实验结果验证了该软开关逆变器的有效性。

关键词：软开关；反向恢复；零电流关断；零电压开通；谐振直流环节逆变器

基金项目：国家863高技术基金项目(2006AA04Z183)。

The National High Technology Research and Development of China 863 Program (2006AA04Z183)．0 引言

20世纪80年代末，美国威斯康星大学的Divan 博士提出了谐振直流环节软开关逆变器，其基本工作原理是利用直流侧LC电路所产生的高频谐振，使母线电压周期性地回零，从而为逆变桥提供零电压开关的条件。但是传统的谐振直流环节软开关逆变器存在2个明显的缺点[1]：开关器件的电压应力大，谐振电压峰值高(可达2~3倍直流侧电压)；电压过零点与逆变器开关策略难以同步，使逆变器输出有大量次谐波。

近些年，研究人员提出了许多改进的谐振直流环节逆变器的拓扑结构[2-20]，包括有源钳位谐振直流环节逆变器[2-8]、并联谐振直流环节逆变器[9-20]，但是这些改进的谐振直流环节逆变器仍然需要进一步完善。例如文献[2-8]提出的钳位谐振直流环节逆变器与传统的谐振直流环节软开关逆变器相比，谐振电压峰值虽然被降低了，但是仍高于直流电源电压。文献[9]提出了一种新型的直流环节并联谐振逆变器，其拓扑结构比较简单，只有2个辅助开关器件，易于控制，可以将软开关谐振技术和PWM 技术协调起来形成PWM软开关逆变器，但是其位于直流母线之间的辅助开关器件和二极管要承受两倍的直流电源电压值。文献[10-13]提出了一种应用于电机驱动系统的零电压开关并联谐振直流环节软开关逆变器，克服了传统谐振直流环节软开关逆变器的2个缺点，但是电路中使用了3个辅助开关器件，控制相对复杂。此外，目前相关文献提出的多种改进的谐振直流环节逆变器的拓扑结构中，至少有一个谐振电容是直接跨接在直流母线之间，当母线电压从零开始回升时，该谐振电容电压在稳定之前，瞬间将会先承受高于直流电源电压的峰值22 中国电机工程学报第30卷

电压，这对于谐振电容器件是不利的，而且拓扑结构中的辅助开关器件通常是零电压关断，不能作到零电流关断，当辅助开关器件是绝缘栅双极晶体管(insulated-gate bipolar transistor，IGBT)时，其拖尾电流将会引起一定的关断损耗。

为克服目前谐振直流环节软开关逆变器存在的一些缺点，本文提出一种新型的谐振直流环节软开关逆变器，弥补了上述提及的不足，且具有以下特点：1）谐振电容没有直接跨接在直流母线之间，而是将2个谐振电容串联后，一端接在直流母线的正极，另一端接在用于形成直流电源中点的2个电解电容之间，当直流母线电压从零开始回升时，谐振电容承受的最大电压不会超过直流电源电压；2）拓扑结构中只有2个辅助开关器件，控制相对简单，辅助开关器件可以实现零电流关断，消除了拖尾电流造成的关断损耗，而且辅助开关器件承受的电压被在直流电源电压以下；3）逆变桥的续流二极管和谐振电路中的辅助二极管实现了软性关断，克服了反向恢复问题，而且辅助二极管承受的电压不高于直流电源电压；4）逆变器开关操作均为零电压开关，谐振单元的辅助开关器件操作为零电流开关，克服了电磁干扰问题，提高了运行效率。

1 新回路的拓扑结构及动作原理

1.1 拓扑结构

新回路的拓扑结构如图1所示，由直流电源，辅助谐振电路和PWM逆变器电路组成。辅助谐振电路包括电解电容C F1和C F2，均压电阻R1和R2，谐振电容C r1和C r2，谐振电感L r1和L r2，辅助二极管D a2，辅助开关器件S c和S a1及其反并联二极管D c和D a1。辅助谐振电路为PWM逆变器开关器件提供零电压开关条件。三相逆变桥的开关器件在直流母线零电压凹槽期间关断或开通，功率器件开关时无电压和电流的重叠，从而降低了开关损耗。为简化分析，做如下假设：1）器件均为理想工作状态；2）负载电感远大于谐振电感，逆变桥开关状态过渡瞬间的负载电流可以认为是恒流源I0；3）逆变桥开关状态过渡瞬间，某一相桥臂中处于关断状态的开关器件等效为S inv，该开关器件反并联的续流二极管等效为D inv，与该开关器件并联的负载电流支路等效为恒流源I0所在的支路。新型的拓扑结构可等效为如图2所示的电路，S inv、D inv和I0组成了PWM逆变器的单相等效电路[9-10]。作为初始条件设电容C r1的电压u Cr1等于 −E/2，电容C r2的电压u Cr2等于E，C r1和C r2比C F1、C F2的电容值小很多。为使C F1、C F2承受的电压相等，均压电阻R1和R2为大阻值小功率的电阻。负荷电流I0以图2所示方向流过，各部分的电流电压都以图2所示的方向为正。

图1三相谐振直流环节逆变器主电路

Fig. 1 Proposed three phase resonant DC Link inverter

PWM逆变器

图2逆变器的等效电路

Fig. 2 Equivalent circuit of proposed inverter

1.2 动作原理

本电路在一个开关周期内可以分为12个工作模式，它们的特征工作波形如图3所示，各工作模式的等效电路如图4所示。

工作模式：

1）模式1(t0~t1)。初始状态，负载电流经过辅助开关器件S c，此时S c处于开通状态，电路工作在稳态。

E

E

E

E

E

−E/2

S c

S

S

触发信号

工作模式序号11

234567101112

u Cr1

u Cr2

u Da2i Da2

u sa1i sa1

u sinv

i sinv

i sc u sc

u sc

i sc

u sinv

i sinv

u sa1

i sa1

u Da2

i Da2

u Cr1

u Cr2

图3电路的特征工作波形

Fig. 3 Characteristic waveforms of circuit第3期张化光等：新型谐振直流环节软开关逆变器 23

图4各工作模式的等效电路

Fig. 4 Equivalent circuits under different operation modes 2）模式2(t1~t2)。在t1时刻，给辅助开关S a1触发信号，使其导通，回路状态如图4(b)所示。在谐振电感L r1的作用下，降低了流过辅助开关S a1的电流的上升率，所以S a1实现了零电流开通。S a1开通后，辅助谐振电路开始工作，L r1、C r1和C r2开始谐振，L r1被充电，C r1和C r2放电，当i Lr1增大到最大值时，L r1停止充电，C r1停止放电，然后L r1开始放电，C r1被充电，i Lr1开始减小，u Cr1开始增大。当C r2所在支路的谐振电流增大到与负载电流相等时，流过S c的电流减小到零，然后谐振电流继续增大，S c的反并联二极管D c导通，流过D c的电流开始增大。在电流流过D c的时候，关断S c，所以S c 是在零电压零电流的条件下完成了关断。当C r2所在支路的谐振电流减小到与负载电流相等，流过二极管D c的电流减小到零时，模式2结束。由该模式的分析可知，为保证S c在零电压零电流的条件下完成关断，必须使C r2所在支路的谐振电流最大值大于负载电流。因为直流电源E/2、谐振电容C r1和C r2、二极管D c处于同一回路，S c与D c反并联，所以在本模式中，当S c导通或D c导通时，C r1和C r2的电压u Cr1与u Cr2之和始终等于0.5E。

3）模式3(t2~t3)。S c处于关断状态，回路状态如图4(c)所示。直流电源E/2、谐振电容C r1和C r2、续流二极管D inv处于同一回路中，因为此模式中，谐振电容C r1和C r2的电压之和不等于 −E/2，所以S c关断之后，D inv不会导通，负载电流不通过D inv 所在支路续流，负载电流I0将通过L r1、C r1和C r2所在支路续流，C r2放电，C r2的电压u Cr2线性减小。L r1和C r1继续谐振，L r1继续放电，C r1继续被充电，u Cr1继续增大。当C r2的电压u Cr2线性减小到零时，二极管D a2导通，模式3结束。

4）模式4(t3~t4)。二极管D a2导通之后，L r1、L r2、C r1和C r2处于谐振状态，流过辅助开关S a1的电流减小到零以前，L r1放电，L r2、C r1和C r2被充电；在流过S a1的电流减小到零以后，S a1的反并联二极管D a1开始导通，C r1开始放电，L r1、L r2和C r2被充电，流过D a1的电流增大到最大值以后，L r1和C r2开始放电，L r2和C r1开始被充电，流过D a1的电流开始减小，在电流流过D a1的时候，关断S a1，所以S a1是在零电压零电流的条件下完成了关断。当流过二极管D a1的电流减小到零时，模式4结束。

5）模式5(t4~t5)。因为二极管D a1的反向阻断作用，流过L r1的电流不能再反向增大，负载电流I0通过L r2、C r1和C r2所在的支路续流，C r1被反向充电，C r1的电压u Cr1反向线性增大，L r2和C r2继续谐振，L r2被充电，C r2放电，在i Lr2增大到最大值以24 中国电机工程学报第30卷

后，L r2开始放电，C r2被正向充电，C r2的电压u Cr2逐渐正向增大。当C r1和C r2的电压u Cr1与u Cr2之和等于−0.5E时，二极管D inv开始导通，负载电流将开始通过续流二极管D inv所在支路续流，模式5结束。

6）模式6(t5~t6)。L r2、C r1和C r2继续谐振，C r1被反向充电，L r2放电，C r2被正向充电，当电流i Lr2减小到零时，二极管D a2自然关断，因为二极管D a2的反向阻断作用，电流i Lr2不能反向增大，谐振过程结束，负载电流将完全由续流二极管D inv所在支路续流，模式6结束。此模式中，C r1和C r2的电压u Cr1与u Cr2之和始终等于 −0.5E，续流二极管D inv 保持导通。

7）模式7(t6~t7)。逆变桥续流二极管和负载电流构成回路，和传统的逆变器工作状态相同，直流环节电压为零，续流二极管D inv导通，逆变桥功率器件可以完成一次零电压零电流开关过程，且此段时间可以控制，等开关过程结束后，进行母线电压回升。

8）模式8(t7~t8)。在t7时刻，给辅助开关S a1触发信号，使其导通，在谐振电感L r1的作用下了，降低了流过辅助开关S a1的电流的上升率，所以S a1实现了零电流开通。S a1开通后，辅助谐振电路开始工作，L r1、C r1和C r2开始谐振，L r1被充电，C r1和C r2放电，当C r2所在支路的谐振电流增大到负载电流，流过续流二极管D inv的电流逐渐减小到零时，续流二极管D inv自然关断，模式8结束。负载电流将开始通过辅助谐振电路续流。此模式中，D inv自然关断以前，C r1和C r2的电压u Cr1与u Cr2之和始终等于 −0.5E。

9）模式9(t8~t9)。负载电流I0通过L r1、C r1和C r2所在的支路续流，C r2放电，C r2的电压u Cr2线性减小。L r1和C r1继续谐振，L r1被充电，C r1放电。当C r2的电压u Cr2线性减小到零时，二极管D a2导通，模式9结束。

10）模式10(t9~t10)。二极管D a2导通之后，L r1、L r2、C r1和C r2开始谐振，i Lr1逐渐减小，L r1放电，L r2、C r1和C r2被充电，因为直流电源E/2，谐振电容C r1和C r2，二极管D c处于同一回路，所以当C r1和C r2的电压u Cr1与u Cr2之和等于0.5E时，二极管D c开始导通，模式10结束。

11）模式11(t10~t11)。L r1、L r2、C r1和C r2继续谐振，i Lr1减小到零以前，L r1放电，L r2、C r1和C r2被充电，i Lr1逐渐减小到零以后，L r1开始被充电，L r2继续被充电，C r1和C r2开始放电，二极管D a1开

始导通，i Lr1开始反向增大，i Lr2继续正向增大。当

i Lr2增大最大值以后，L r2开始放电，C r2开始被充电，

因为i Lr1没有反向增大到最大值，所以L r1继续被充

电，C r1继续放电。在电流流过D a1的时候，关断

S a1，所以S a1是在零电压零电流的条件下完成了关

断。此模式中，在辅助谐振电路所在支路的谐振电

流大于负载电流，电流流过二极管D c的时候，开

通S c，所以S c是在零电压零电流的条件下完成了开

通。S c开通之后，流过S c的电流开始逐渐增大，辅

助谐振电路所在支路的电流开始逐渐减小到零，然

后反向增大，流过S c的电流将大于负载电流。当

L r2放电，C r2被充电，电流i Lr2减小到零时，二极管

D a2自然关断，因为二极管D a2的反向阻断作用，电

流i Lr2不能反向增大，模式11结束。根据该模式的

分析可知，为保证S c在零电压零电流的条件下完成

开通，必须使辅助谐振电路所在支路的谐振电流最

大值大于负载电流。在该模式中，C r1和C r2的电压

u Cr1与u Cr2之和始终等于0.5E。

12）模式12(t11~t12)。S c处于导通状态，流过开

关器件S c的电流逐渐减小，C r2所在支路的谐振电

流逐渐减小，L r1、C r1和C r2继续谐振，L r1放电，

C r1被反向充电，C r2被正向充电，因为S c导通，所

以C r1和C r2的电压u Cr1与u Cr2之和始终等于0.5E。

当电流i Lr1减小到零时，二极管D a1自然关断，因

为二极管D a1的反向阻断作用，电流i Lr1不能反向

增大，谐振过程结束，此时流过开关器件S c的电流

减小到与负载电流相等，负载电流完全换向到S c

所在支路，模式12结束，然后电路返回模式1，开

始下一个开关周期的工作。

1.3 实现软开关的条件

根据以上的工作模式分析可知，为实现负载电

流由辅助开关器件S c完全换流到续流二极管D inv，

直流母线电压降到零，逆变器的开关器件实现零电

压开关，同时保证辅助开关器件实现软开关，要求

辅助谐振电路的最大电流I Lr1peak不小于二倍的负载

电流的最大值I0peak。参数k定义为

Lr1peak

0peak

I

k

I

= (1) 为实现软开关，要求k≥2；在实际应用中，为

谐振电路的损耗，取k=2。

1.4 降低续流二极管反向恢复损耗的条件

为了减小反向恢复损耗，必须控制续流二极管第3期张化光等：新型谐振直流环节软开关逆变器 25

关断期间的电流变化率。根据模式8可知，流过谐

振电感L r1的电流上升率d i Lr1/d t应小于续流二极管

标定的反向恢复电流上升率d i F/d t。d i Lr1/d t可以用

下式估计：

r0peak

Lr1F

2

d d

1

d d

arcsin()

2

f I

i i

t t

k

π

=< (2)

式中f r为谐振频率。

2 参数设计

参数设计的目的是设计出合理的谐振电感和

谐振电容值，来满足实现软开关的条件和降低续流

二极管的反向恢复损耗的条件。本文所提出的软

开关逆变器的技术指标如表1所示，具体设计步骤

如下：

1）计算特性阻抗(谐振电路的感抗值或容抗值)。

特性阻抗的计算应满足式(1)，即软开关的实现

条件。辅助谐振电路的最大电流I Lr1peak为

Lr1peak

I= (3)

取k=2，根据式(1)和式(3)可以计算出特性阻抗。

2.83

Z==Ω (4)

2）计算谐振频率。

谐振频率的计算应满足式(2)，即要满足降低续

流二极管的反向恢复损耗的条件。取d i Lr1/d t=

100A/µs，该值小于续流二极管标定的反向恢复电

流上升率。根据式(2)可以计算出谐振频率为

r

0peak

1

arcsin()

d2113kHz

2

t k

f

I

==

π

(5)

为使该软开关逆变器能工作在较高的开关频

率，要求谐振周期不大于十分之一的开关周期，即

要求f r≥10f s。该逆变器的开关频率f s=10kHz，满

足f r≥10f s。

3）计算谐振电感和谐振电容值。

根据式(4)、(5)，可以计算出谐振电感和谐振电

容值。

r1r2

r

4H

2

Z

L L

f

===µ

π

(6)

r1r2

r

1

500nF

2

C C

f Z

===

π

(7)

3 实验结果

为验证本文提出的谐振直流环节软开关逆变

器的有效性，根据参数设计中得到的参数值，制作

了功率为10kW的实验样机，输出端接三相阻感性

负载。实验电路以DSP芯片TMS320F2812为控制

核心，驱动芯片为EXB841，实验电路的其他参数

值和所用的器件如表1所示。

表1 实验电路的器件及参数

Tab. 1 Utilized components and parameters

器件参数值

E(输入直流电压)/V 400

I0peak(最大输出电流)/A 50

P0(输出功率)/kW 10

L r1和L r2(谐振电感)/µH 4

C r1和C r2(谐振电容)/nF 500

主开关和辅助开关(IGBT) 1MBH25D-120

C F1和C F2(电解电容) 日立电解电容HCGF5A2E1521

R1和R2(均压电阻)/(kΩ/W) 100/2

∆(死区时间)/µs 3

f0(输出频率)/Hz 60

f s(开关频率)/kHz 10

辅助开关器件S c开通时的电压电流u sc和i sc实

验波形如图5(a)所示，S c关断时的电压电流u sc和i sc

实验波形如图5(b)所示，从图5(a)和图5(b)可以看

出，S c是在零电压零电流的条件下完成了开通和关

断，电压电流波形无交叉，基本消除了S c的开关损

耗。S a1开通和关断时的电压电流u sa1和i sa1实验波

形如图5(c)所示，可以看出S a1开通时，电流以较

低的变化率上升，实现了零电流开通；S a1关断时，

电压电流波形无交叉，是在零电压零电流的条件下

完成了关断，也基本消除了S a1的开关损耗，而且

辅助开关器件S c和S a1承受的电压值被在直

流电源电压以下。直流母线电压u bus的实验波形如

图5(d)所示，可以看出直流母线电压从E下降到零，

而后又重新上升到E，出现了多个零电压凹槽，因

此，逆变器的开关器件在母线电压为零时，即可以

完成零电压开关，母线电压的下降和上升通过谐振

电感和谐振电容之间的谐振来获得，所以，本电路

能不依赖于电流而工作在较高的频率。而且，电压

零值的持续时间可以根据软开关的要求选择，并可

以根据逆变器PWM调制的要求在任何时刻发生。

该软开关逆变器的线电压u ab和相电流i a的实验波

形如图5(e)所示，可以看出软开关条件下，逆变器

的线电压和相电流的波形依然平滑，畸变很小。实

验效率曲线如图6所示，对于固定的三相阻感性负

载，图6中的硬开关和软开关的PWM方式效率特

性是通过改变调制度测得的。考虑到读取误差，针

对每个测量点，在同一条件下测量4次，最后取其

平均值。由图6可知，在输出功率P0达到额定功率

26 中 国 电 机 工 程 学 报 第30卷

t (5 µs/格)

(a) 辅助开关S c 开通时的电压电流波形

i s c (10 A /格) 开通

u s c (100 V /格)

u sc i sc

t (5 µs/格)

(b) 辅助开关S c 关断时的电压电流波形

i s c (10 A /格) 关断u s c (100 V /格)

u sc

i sc

t (10 µs/格)

(c) 辅助开关S a1开通和关断时的电压电流波形i s a 1(25 A /格) 关断 u s a 1(100 V /格)

u sa1 i sa1

开通 关断

开通

t (40 µs/格) (d) 直流母线电压波形

u b u s (160 V /格)

u bus

t (5 ms/格)

(e) 逆变器的线电压和相电流的波形

i a (50 A /格) u a b (400 V /格)

u

ab

i a

图5 实验波形

Fig. 5 Experimental waveforms

P 0/kW

η/%

图6 效率曲线

Fig. 6 Efficiency curve

时，本文提出的这种新型的谐振直流环节软开关逆变器的效率η高于硬开关逆变器。

4 结论

本文提出了一种新型的谐振直流环节软开关逆变器，与相关文献提出的多种改进的谐振直流环节逆变器的拓扑结构相比，其谐振电容没有直接跨接在直流母线上，谐振电容的承受的最大电压不会超过直流电源电压，克服了母线电压从零开始回升时，谐振电容瞬间承受的峰值电压高于直流电源电压的问题，而且拓扑结构中只有2个辅助开关器件，控制相对简单，辅助开关器件可以实现零电流关断，消除了拖尾电流造成的关断损耗，辅助开关器件的耐压也被在直流电源电压以下。通过实验验证了该谐振直流环节软开关逆变器的直流母线电压周期性地形成零电压凹槽，使逆变器的开关器件在母线电压为零时完成切换，实现零电压开关，辅助开关也实现了零电流开关，而且逆变桥的续流二极管实现了软性关断，克服了反向恢复问题，所以该谐振直流环节软开关逆变器能进行高频率开关，减小噪音，抑制电磁干扰。与硬开关逆变器相比，本文提出的谐振直流环节软开关逆变器的效率在满载时有明显提高。

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收稿日期：2009-12-04。

作者简介：

张化光(1959—)，男，长江学者特聘教授，博

士生导师，研究方向为复杂工业过程自动化、电力

系统自动化、新型电机设计和拖动系统自动化、模

糊系统理论、模糊控制与智能控制、自适应控制和

混沌控制的理论研究和工程开发；

王强(1981—)，男，博士研究生，研究方向为

软开关逆变器电路拓扑及控制，master2007@

126.com；

褚恩辉(1965—)，男，副教授，硕士生导师，

2003年获日本山口大学电气工程专业工学博士学

位，研究方向为工业过程控制、故障诊断、智能控

制、电力电子及电力传动、高频软开关半导体电力

变换电源技术及控制方式；

侯利民(1976—)男，博士研究生，研究方向为

电力电子与电力传动；

陈潮(1983—)男，硕士研究生，研究方向为功

率变换器中的软开关技术。

张化光

(编辑吕鲜艳)