基于反激变换器拓扑结构的电源设计.

摘要:介绍了反激变换器的基本原理、拓扑结构、应用范围。重点阐述了反激变换器的三种工作模式及在不同模式下的电流、电压变化情况,随后提出了RCD 吸收电路,最后设计出了一种基于反激变换器原理输出 12V和9V直流电源拓扑,重点介绍了TOPSwitch开关控制芯片并详细介绍了辅助电源设计步骤,论证了设计的合理性。

关键词:反激变换器;RCD吸收电路;TOPSwitch;辅助电源

0 引言

反激变换器的拓扑在输出功率为5~150W电源中应用非常广泛。它最大的优点是不需要接输出滤波电感,使反激变换器成本降低,体积减小。这种拓扑广泛应用于高电压、小功率场合(电压不大于5000V,功率小于15W。当直流输入电压较高(不小于160V、初级电流适当时,该拓扑也可以用在输出功率达到150W的电源中。由于输出端可不接滤波电感,该拓扑在高压不是很高的场合下很有优势,相反,正激变换器由于输出滤波电感必须承受高压而带来了很多问题。此外,反激变换器不需要高压续流二极管,使它在高电压场合下应用更有利。

输出功率为50~150W且有多组输出的变换器也常常采用这种拓扑。由于不需要输出电感,输入电压和负载变化时反激变换器的各输出端都能很好地跟随调整。

只要变压器匝比取得合适,直流输入从低至5V到常用的有115V交流整流得到的160V的场合,都可采用反激拓扑。若选择合适的匝比,则这种拓扑也可用于由220V交流整流得到的320V的场合。

1反激变换器稳态分析

1.1 反激变换器稳态原理

反激变换器电路拓扑,如图1所示,变压

器兼起储能电感作用。根据电感电流是否连续

将反激变换器分成电感电流连续模式(CCM、

电流临界连续模式、电流断续模式(DCM。不

同模式时电感电流波形,如图2所示,图中

i 1,i

2

分别为反激变换器变压器原副边电感电

流,D为开关S的占空图1反激变换器电路拓扑比,Ts为变换器开关周期。

DTs Ts Ts 0

Ts (1+DTs

DTs (1+DT s

DTs (1+DTs

1

i 1

i 1

i 2

i 2

i 2

i t

t

t

t

t

t a (b (c (CCM 模式DCM 模式

电流临界连续模式

图2 电感L 1和L 2的电流波形

1.2 电流连续模式

电流连续模式表示副边电感电流i 2在开关S 截止期间没有下降到零。根据磁通连续性原理可得

i 12o U D

1D

N N U -=

(1-1

式(1-1表明,输出电压的大小与负载无关。设反激变换器输出功率为P o ,变换效率为η,则输入电流平均值为

η

=

i o

1U P I (1-2

输入电流峰值为

D L 2T

U D U P I 1

S i i o p 1+η=

(1-3 1.3电流断续模式

电流断续模式表示副边电感电流i 2在开关S 截止期间已下降到零,反激变换器的输入功率和输出功率分别为

tdt L U U T 1

P 1i DTs

i S

i ⎰=

1

S

22i L 2T D U =

(1-4 o o o I U P =

(1-5

设变换效率η=100%,由式(1-4、(1-5可得

o

1S 22i o I L 2T D U U =

(1-6

变换器工作于电流断续模式时,输出电压与负载有关,负载减轻时,输出电压升

高。

输入电流峰值为

D L T

U D U P 2I 1

S i i o p 1=η=

(1-7

1.4电流临界连续模式

电流临界连续模式介于电流连续模式和电流断续模式之间,这种模式下,输出电压和输出电流同时满足式(1-1和(1-6。将式(1-1代入式(1-6得

o

1S

2

ON 2i 211S i o g U L 2F T U D 1(D N N L 2T U I I =

-== (1-8

式中I g 为临界连续电感电流。

当占空比D=0.5时临界连续电流达到最大值I gmax

2

1

1S i max g N N L 8T U I =

(1-9

将式(1-9代入式(1-8得

D 1(D I 4I m ax g g -=

(1-10

再将式(1-9代入式(1-6,得电流断续模式下的外特性为

o

i

212max

g o U U D

N N I 4I = (1-11

1.5不同工作模式比较

反激变换器工作于CCM 和DCM 模式时,工作情况比较如下:

① 由式(1-3和(1-7可知,在同样输出功率时,CCM 比DCM 模式峰值电流小得多,或者说选用相同电流容量的功率管CCM 模式能输出更大的功率。

② 由式(1-8可知,若变换器设计在整个工作状态电流连续,I g =I omin ,最小输出电流为临界连续电流,电感量

min

o S

2

ON 2i o min o S 2ON 2i 1P 2F T U U I 2F T U L =

≥ (1-12

若变换器完全工作于断续模式,I g =I omax ,最大输出电流为临界连续电流,电感量

max

o S

2ON 2i o max o S 2ON 2i 1P 2F T U U I 2F T U L =

≤ (1-13

由此可知,相同输出功率时,DCM 模式比CCM 模式电感量小得多,储能变压器体积也要小得多。

③ 由外特性曲线可知,如果变换器工作于DCM 模式,由负载变化引起的占空比调节范围很大,使调节困难,因此DCM 模式一般用于负载变化很小且输出功率小的场合;变换器工作在CCM 模式,对于输入电网电压以及负载的变化只需较小的脉宽变化便能维持输出电压U o 的恒定。

④ 由图2(b 可知,D CM 模式时变压器副边整流二极管在原边功率管再次开通前电流已下降到零,没有由于二极管反向恢复引起的振玲现象和由此引起的无线

电干扰问题;CCM 模式时,则存在副边整流二极管的反向恢复问题。

2 RCD 吸收电路设计

2.1 RCD 箝位电路设计

RCD 箝位电路图,如图2(a所示,功率管S 关断时,变压器漏感能量转移到电容C 上,然后电阻R 将这部分能量消耗掉。开关管导通过程中电容C 不一定放电到零,因此功率管关断时,漏源电压上升过程中,一段时间内电容C 不起作用,这有利于反激过冲。

(1 功率管截止时,漏感能量等于电容C 吸收的能量

2reset 2i DS 2P 1lk CU 2

1U U (C 21I L 21--= (1-14 式(1-14中,L lk 为变压器漏感、I 1P 为原边电感电流峰值、U DS 为最大漏源电压、U reset 为电容C 初始电压、U i 为输入直流电压。故

2reset

2

i DS 2p

1lk U U U (I L C -

-=

(1-15

(2 电容C 上的电压只是在功率管关断的一瞬间冲上去,然后应一直处于放电状态。在功率管开通之前,电容C 上的电压不应放到低于(N 1/N 2U o ,否则二极管D 导通,RCD 箝位电路将成为该变换器的一路负载。电阻R 根据下式求得:

o 2

1

RC

T i

DS U N N e U U (OFF ≥

-- (1-16

电阻R 额定最大功率,即箝位电路消耗的功率,为

S 2

reset 2i DS S 2P 1lk R F ]CU 2

1U U (C 21[F I L 21P --==

(1-17 (3 二极管D 承受的峰值电压为U i +(N 1/N 2U o ,峰值电流为原边电感峰值电流I 1P 。

RC 取不同值时,电容C 的电压波形如图3所示。图3(a中,C 取值较大,C 上电压缓慢上升,副边反激过冲小,变压器原边能量不能迅速传递到副边。图3(b中,R 、C 值合适,C 上电压在开关管截止瞬间冲上去,然后二极管D 截止,电容C 通过电阻R 放电,到功率管开通瞬间,C 上电压应放到接近(N 1/N 2U o 。图3(c中,R 、C 均偏小,C 上电压在管子截止瞬间冲上去,然后因为RC 时间常数小,C 上电压很快放电到等于(N 1/N 2U o ,此时RCD 箝位电路和

GS

U

ON

T OFF T reset

U

reset

U

reset

U

o

21U

N /N (

a (

b (

c (o

21U

N /N (o

21U

N /N (

副边负载一样,成为变 图3 RC 取不同值时电容C 的电压波形 换器一路负载,消耗储存在变压器中的能量,效率降低。

2.2 RCD 缓冲电路设计

RCD 缓冲电路图,如图1(b所示。在开关管关断瞬间,有电流流过电容C 和阻尼二极管D ,开关管漏源间电压上升速度减慢。电阻R 在开关管接通瞬间将电容C 上电荷迅速放掉,并防止通过开关管的电流过分增加。

(1 功率管截止时,漏感能量转移到电容C 中去

2DS 2P 1lk CU 2

1I L 21= (1-18 式(2-18中,L lk 为变压器漏感、I 1P 为原边电感电流峰值、U DS 为最大漏源电压。故

2DS

2p

1lk U I L C =

(1-19

(2 功率管导通期间,电容C 上的电荷必须放完。放电电阻R 为

C

53(T D R S

min -=

(1-20

电阻R 额定最大功率(即箝位电路消耗的功率为

S 2o 2

1i R F U N N U (C 21

P +=

(1–21

(3 二极管D 承受的峰值电压为U i +(N 1/N 2U o ,峰值电流为原边电感峰值电流I 1P 。

不同C 值时开关管S 的U DS 波形如图4所示。图4(a中,C 值合适,时间T F

内,漏感能量转移到C 上,C 上电压上升;时间T B 内,C 上一部分能量通过变压器原边线圈送回电源,C 电压下降,当C 上电压下降到U i +(N 1/N 2U o 时,即

箝位在此值,这种情况下,副边有合适的反激过冲,电能迅 图4 不同C 值时开关管U DS 波形

速传到副边,功率管承受的峰值电压应力U DS 值合适,开关损耗不大,箝位电路损耗为1/2C(U i +N 1/N 2U o 2F S 。图4(b中,C 值偏小,反激过冲偏大,功率管承受的峰值电压应力U DS 值偏大,开关损耗变大,但此时箝位电路损耗1/2C(U i +N 1/N 2U o 2F S 比图4(a中小。图4(c中,C 值偏大,变压器副边反激过冲太小,电能不能迅速传递到副边,到开关管开通时,C 上只有极小部分能量送回电源,设电压为U ON ,则U ON >U i +N 1/N 2U o ,回路损耗1/2CU ON 2F S 较大。

F T B

T 高

开关损耗大,

关断时上升速度快DS U O N

U

a (

b (

c (O 2

1

U N N U +

O 2

1

U N N U +C 值合适

C 值偏小

C 值偏大

该电路中，功率管开通时 C 上电压必须放到 0。正激变换器中采用该电路更 合适。 根据以上分析原理，本文提出了一种基于反激变换器拓扑结构的电源设计。 3 反激变换器式电源拓扑结构 反激变换器式电源拓扑结构设计出输入直流电压：110V~344V，输出电压：  12V，9V 三组直流辅助电源，开关频率为 100kHz，输出功率为 20W。由于其 功率较小，因此采用拓扑结构较简单的反激变换器，其控制采用开关芯片 TOPSwitch。 由于外围元件少， 所以该电源设计的关键是开关变压器。反激式变压器工作 在磁滞回线的第一象限， 磁芯同时加有交流和直流，变压器磁芯的磁感应强度变 化量△B 变化较小。为了不使磁芯饱和，一定要加气隙。增加气隙时，磁芯的 B-H 曲线斜率减小， 磁化强度变化量△H 增加， 其效果减少了磁芯的有效导磁率， 同时减小了磁芯初级的电感量。变压器设计步骤： T102 10 * C149 Vin+ 1 Vin2 R191 D130 * 3 8 * D133 C153 L101 C156 C148 1 Q124 Vin +12V GND 2 D131 C152 L100 C155 C147 1 Q125 Vin +9V GND 2 C159 3 C136 +9V C150 R190 Z107 C158 C135 3 9 D132 6 C154 L102 C157 C134 R197 -12V +12V 4 C114 R1 Q123 TOP227 DRAIN SOURCE CONTRO Q122 R163 R137 R192 C128 * 5 D119 4 3 * 7 U114 P521 1 2 Z108 TL431 2 3 GND R193 C146 1 R195 C151 R194 R196 3 2 1 图 5  12V，9V 三组直流辅助电源原理图 设计步骤如下： 选择磁芯：根据输出功率，选磁芯 EE25，有效面积 Ae=42.2mm2 TOPSwitch 中 MOSFET 工作时的最大导通时间 Ton： 查手册，TOP227Y 的最大占空比在 %-70%之间，取最大占空比 50%，则 MOSFET 工作时的最大导通时间为： 

T on  D / f  0 . 5 /( 100  10 3  5s (3-23 式中，Ton 为最大导通时间，D 为开通占空比，f 为开关频率。 最低初级直流电压 Vs： 手 册中给出，用 TOP227Y 设计的开关 电源，其单相交流输 入电压达 85V~265V。经二极管整流、电容滤波后的直流电压，一般约为交流输入电压的 1.3 倍。所以，直流母线电压变化范围在 110V 与 344VDC 之间。开关电源工作 的最恶劣情况为在最低输入电压时有最大负载，因此，最低初级直流电压 Vs=110V。 选择工作磁密：为了减小磁滞损耗，一般选△B=0.2T。 计算原边匝数 N p ： V s  T on  B  Ae 110  5  10 6 6 N p   0 . 2  42 . 2  10  65 . 166 (匝 (3-24 取 Np=66 匝 计算副边匝数 Vs1： 输出电压是 12V 时，设整流二极管压降 0.7V，绕组压降 0.6V，则副边绕组 电压为：Vs1＝12+0.7+0.6=13.3V。 原边绕组每匝伏数为 110/66=1.667V/匝 副边绕组匝数: N s 1  13 . 3 1 . 667  7 . 98 匝，取 Ns1=8 匝。 因 另 一 路 输 出 9V 是 通 过 三 端 集 成 稳 压 电 路 7809 输 出 的 ， Vs2 ＝ 9+0.7+0.6=10.3V。 N s1  10 . 3 1 . 667  6 . 18 匝，取 Ns2=7 匝。 13 . 3 8  1 . 663 新的每匝反激电压是: V/匝 占空比必须以同样的比率变化来维持伏-秒值相等。  T on  T s  1 . 663 1 . 667  1 . 663  4 . 994  s (3-25 平均输入电流： 设反激变换器处于连续工作模式，则原边电流波形如图 3-6 所示。 

I p2 Im I p1 t1 t2 t 图 3-6 反激变换器中原边电流波形(连续模态 按经验取 Ip2=3Ip1，则： 全周期 Ts 的平均输入电流 Is： Is  Po V s  20 110  0 . 85  214 (mA (3-26 导通时间内的平均输入电流： Im  I sTs T on  0 . 214  10 4 . 98  428 (mA (3-27 式中，η 为效率，这里设其为 0.85，则： I P 1  I m / 2  428 / 2  214 (mA (mA (mA (3-28 (3-29 (3-30 I p 2  3 I p 1  214  3  2  I  I p 2  I p 1  2  214  428 原边电感为： Lp   V s T on I  110  4 . 994  10 0 . 428 6  1 . 28 (mH (3-31 气隙长度  的计算： 气隙长度  可按下式计算：    0  N p  Ae 2  4   10 7  66  42 . 2  10 2 3 6 Lp 1 . 28  10  0 . 18 (mm (3-32 验算磁密： 

交流磁通产生的磁感应强度变化幅值为： B  V s  T on N p  Ae  110  4 . 99  10 66  42 . 2  10 6 6  197 (mT (3-33 直流磁感应强度： B dc   H  0  N  p  I dc  4   10 7  66  0 . 214 3 0 . 18  10  99 (mT (3-34 在这里，Idc 取开关管开始导通时的电流幅值 Ip1。 交流和直流磁感应强度相加之和即为磁感应强度最大值： B max  B dc   B  99  197  296 (mT (3-35 磁感应强度最大值小于所选磁芯饱和磁密 360mT。所以以上计算是合理的。 4 结论 本文设计出基于反激变换器式辅助电源电路，能够输出比较稳定的  12V 和 9V 直流电源， 通过 TOP227Y 开关芯片较好地控制其关断。 从而能够较好的实现 电压的稳定输出。相比较而言，反激变换器在小功率（0~150W）场合，比正激 变换器更易于实现各种功能，而且体积小，器件少。