直驱式风力发电系统

本文讨论直驱式风电系统的一种电力变换装拓扑结构,选取背靠背双PWM 型变流电路为研究对象.

直驱式风电系统结构原理如图1-1 所示。 

图1-1  永磁同步电机直驱式风力发电系统并网结构图 

双脉宽调制 (pulse-width modulation，PWM)变流器是由2个电压源型变流器(voltage source converter，VSC)背靠背连接构成，2 VSC 直流侧通过直流母线并联，两极直流母线之间并联滤波电容器以提高直流电压的电能品质。由于该电路结构是完全镜面对称的，文献中称这种结构为背靠背连接。背靠背双PWM 变流器以其控制功能灵活、交流侧功率因数可调和直流电压可控等诸多优点，在轻型直流输电、统一潮流控制器和柔性功率调节器等柔性交流输电技术领域

中获得了广泛的应用。

该电路拓扑结构如图1-2 所示，整流和逆变部分都采用PWM 三相桥实现，这种结构的优点：输入电流为正弦波，减少了发电机的铜耗和铁耗；发电机功率因数可调节为 1，且能够与大阻抗的同步发电机相联接。

  图1-2  三相电压型PWM 逆变器的拓扑结构 

第二章  双PWM 变流器动态数学模型

三相桥式拓扑结构构中交流侧采用三相对称的无中线连接方式，图中L代表交流侧滤波电感参数，R为电感中的寄生电阻，图中直流电压源代表并网变流器直流母线电压，同时也是与发电机转子绕组相连的变流器直流母线电压。为建立三相电压源型并网变流器的数学模型，根据其 其拓扑结构，首先作以下假设： 

     1．电网电动势为平稳的纯正弦波电动势。

     2 ．主电路开关元器件为理想开关，无损耗。 

     3 ．三相参数是对称的。 

     4 ．网侧滤波电感L 是线性的，且不考虑饱和。 

以A 相为例，当V1 导通V2 关断时，直流电源正极直接加到节点a 处， 由图可知，；当V2 导通V1 关断时，直流电源负极接于节点a 处，同理可知，，同理易知节点b 和c 也是根据上下MOS 管V5 、V6 ）导通情况决定其电位的，由此可见，三相中任一相输出的相电压都有 正负两个电平，因此这种结构的逆变器称为三相两电平逆变器 。 

   图中是逆变器输入的直流电压，、分别为逆变器输出的电压和电流，是电网的正弦波电压。通过对 V1至V6六个 MOS 管进行合适的 PWM 控制，就可以实现逆变器输出电流与电网电压相位相同这一目标。 

在上述假设条件下，根据三相有源逆变器的拓扑结构和三相电压源型PWM并网变流器的开关工作原理，利用基尔霍夫电压、电流定律，建立得到三相有源逆变器的一般数学描述。 

根据三相桥式电压型逆变器特性分析需要，三相桥式电压型逆变器可采用开关函数或占空比描述两种形式建立其一般数学模型，本文逆变器控制系统的仿真采用开关函数描述的数学模型，因为采用开关函数描述的数学模型是对三相桥式电压型逆变器开关过程的精确描述，较适合于逆变器的波形仿真。

2. 1  三相静止坐标系(a,b,c)下的数学模型 

为了使得采用开关函数描述的电压型逆变器数学模型易于理解，首先作如下定义：

     单极性二值逻辑开关函数： 

表 2-1列举了各开关函数对应关系表，逆变器的开关信号()可以产生8 种状态。 

表 2-1  各开关函数对应关系表

由表2-1 可以得到用开关信号表示的逆变器交流侧相电压和线电压，它们分别是： 

采用基尔霍夫电压定律可以建立三相逆变器各相回路电压方程为： 

式中—— 电网相电压的幅值； 

    —— 电网基波角频率。 

对式(2-4)进行化简，整理得到逆变器三相坐标系交流侧数学模型的状态方程为 

从（2-5 ）式可知，三相电路之间相互，即三相电压型逆变器表现为线性解耦系统，通过调节逆变器输出电压和，从而改变交流侧电流来实现逆变器的控制，从根本上讲就是通过调节逆变器交流侧输出电压的幅值和相位来达到控制的目的；这种数学模型有直观、物理意义清晰等优点，但其缺点也较显著，在这种数学模型中包含时变的交流量，不利于控制系统设计，因此可以转换到两相旋转坐标系上，将交流量变换为直流量，从而实现控制上的解耦。 

2. 2  两相静止坐标系（а，β）下的数学模型 

坐标变换通常可分成以下两种：第一种，“等量”坐标变换即2/3 变换，是指变换前后通用矢量相等；第二种，“等功率”变换或称为变换，是指在坐标变换前后功率不变，本文采用“等功率”变换建立 （α，β）坐标系下的模型。 

在(a,b,c)与（а，β）坐标系之间的变换中，选a 相绕组的轴线为а轴，β 轴方向由α轴沿逆时针旋转90 °得到，（а，β）坐标系上的各分量与坐标系(a,b,c)与各分量之间，有如下关系 ： 

根据以上坐标变换关系，结合式（2-5 ），把三相静止坐标下的变量采用2-7 式代替，整理可得三相有源逆变器在两相静止坐标下交流侧数学模型的状态方程：

由式（2-8 ）可以看出，虽然逆变器交流侧的状态方程在аβ坐标系下是解耦的，但变量还是时变的交流量，因此有必要将其转换到与电网基波频率ω 同 步旋转的dq 坐标系下。 

2. 3  两相旋转坐标系（d,q）下的数学模型

两相同步旋转坐标系中，在坐标轴上的分量是静止直流量，因此可以简化控制系统的设计，若同步旋转坐标系在初始时刻 d 轴与两相静止坐标系的 α 轴重合，逆时针旋转90 °则为q 轴方向，d 、q 轴分别表示有功分量和无功分量，这样就可以的控制有功和无功分量，根据瞬时无功功率理论，将旋转坐标系dq  中d 轴按电网电压矢量方向，从静止坐标系到旋转坐标系的变换，其变换阵必然是时间的函数，аβ坐标系到dq 坐标系之间的变换关系如下 ：

式中  , ——dq 坐标系中的变量； 

     , ——αβ坐标系中的变量； 

           ω—— 电网基波角频率。 

结合（2-8 ）和（2-10 ），可以得到dq 坐标系下的三相逆变器的状态方程：

上式整理得：

第三章  双PWM 变流器闭环控制设计

3.1 内环控制

双PWM变流器中的2 个VSC 控制均采用内外双环控制。其中，各外环控制根据VSC 待实现的控制功能，确定VSC 电网侧输出电流、分量的目标值。内环控制用于实现VSC 输出调制电压的控制，通过对调制电压基波分量的准确控制，使VSC 交流侧实际输出电流的、分量快速跟踪外环控制输出的电流参考值。

背靠背VSC 系统是5 阶非线性耦合系统，其中、、、、为状态变量，、、、为控制量；当控制量给定后，则可确定一组状态变量的解。但是，可以同时看出其d、q 轴电流分量之间存在耦合，仅仅对d、q 轴电流进行负反馈控制并不能消除d 轴和q 轴之间的电流耦合，因此，如何对和进行解耦控制将是实现双PWM 变流器内环控制的核心。

以图1-2所示的VSC1 为例，d、q 轴电流除受控制量 (=)、 (=)的影响外，还受d、q 轴耦合电压分量、- 以及电网电压、的影响。为了消除这些影响，可通过在式(1)Ud1、Uq1 中引入VSC1 电网侧d、q 轴电流和电网电压、，构建能够抵消这些耦合控制分量的合成控制量，从而实现对d、q 轴电流的解耦控制，同时消除电网电压对2 个电流分量控制的扰动。引入电流反馈和电压前馈补偿的、控制量为

式中：、分别为VSC1电网侧有功电流和无功电流的参考值。和中 PI 调节器的采用是为了实现变流器输出电流对目标电流的准确跟踪。将式(5)代入式(1)可得

由式(6)可以看出，引入电流状态反馈可实现d、q 轴电流的控制，使对电流控制呈现出简单的一阶惯性环节特性。引入的电网电压前馈补偿，则可使系统的动态性能进一步得到提高。电流内环控制的原理如图2 所示。

图3-1 电流内环控制原理

3.2 外环控制

3.2.1 直流电压恒定控制

尽管双PWM 变流器根据其在电力系统具体应用的不同，其外环控制的控制策略也不相同，但归纳起来，双PWM 变流器外环控制主要用于实现2 个构成VSC 并联直流母线电压的恒定控制、按给定参考电压动态调节VSC 交流侧输出电压以及按给定参考功率动态调节VSC 输入输出有功和无功功率等多种控制功能。

在忽略双PWM变流器中VSC的功率损耗情况下，要保持直流电压恒定，需使流入和流出双PWM变流器的有功功率平衡。由式(4)可知，对于VSC1侧，要使恒定，须控制 VSC1 电网侧 d 轴电流

分量恒定，因而选用直流电压误差进行PI 控制,d 轴电流分量的参考值为

图3-2 给出了利用VSC1 实现定直流电压控制的外环控制原理，图中和分别为被控量的参考输入。由该图可以看出，VSC1 在实现直流电压恒定控制的同时，亦能够实现对所连接电网的无功调节。

图3-2  定直流电压控制原理

3.2.2 交流电压跟踪控制

由于双PWM 变流器在实现既定控制功能时必须有一个变流器实现对VSC 并联直流母线电压的恒定控制，因此，当另一个变流器实现交流电压跟踪控制时，该变流器可以等效为一个逆变器进行控制。为了提高逆变器输出交流电压的电压质量，在其电网侧通常投入滤波电容器组。此时，等效逆变器的数学模型为

式中：、和、是逆变器输出的d、q 轴电压和电流； 

为VSC 输出交流电压的角频率。由式(8)可得外环电流控制方程

图4 为利用VSC 实现对其交流侧电压跟踪的控制原理图。图中，交流电压跟踪控制包括对控制交流电压的幅值和频率的控制。其中，电压幅值控制主要由电压的闭环反馈控制完成。在d-q 同步旋转坐标系下，将逆变器输出交流电压d、q 分量给定值和与其实际输出电压的、的差值作为PI 调节器的输入，PI 调节器的输出与电压状态反馈解耦、电流扰动前馈补偿共同构成电流内环d、q 轴电流分量的参考值。待调节交流电压的频率主要由决定。

图3-3  定交流电压控制原理

3.2.3 功率跟踪控制

利用稳态逆模型设计有功功率控制器和无功功率控制器，其有功电流和无功电流的预估值分别为

输入输出功率动态跟踪的控制原理如图5 所示。由图5 可知，有功功率指令值的偏差经PI 调节后转换为的修正量  ，该修正量与逆模型输出的预估值  相加作为有功功率电流的参考值。

图3-4  定功率控制原理

同理，无功功率与无功功率指令值的偏差经PI 调节，转换为的修正量、与逆模型输出的估计值相加作为无功功率电流的参考量 iqref。通过有功功率控制器和无功功率控制器的相结合，提高了控制器的响应特性并消除了静差。

利用上述双PWM 变流器的内环电流跟踪控制和外环的直流电压恒定、交流给定电压跟踪以及功率动态调节，可以实现双PWM 变流器在FPC、高压直流输电和UPFC 中的应用。例如，在FPC 中可以将VSC1 与电网连接，通过控制直流侧母线电压和无功功率，实现电网与FPC 的功率平衡和FPC的单位功率因数运行，同时将VSC2 与储能电机的转子侧连接，使其跟踪来自FPC 控制系统的三相转子电压参考指令，输出转子各相绕组的励磁电压和励磁电流，以达到对储能电机转速的控制，进而实现FPC 功率的四象限调节；利用双PWM 变流器构成多端VSC-HVDC 系统，可将VSC1 作为直流输电的送端，连接分布式电源或电网，VSC2 作为直流输电的受端，连接无源负荷，通过控制VSC1 交流侧电压和直流侧母线电压，匹配分布式电源电压和实现有功功率的平衡，通过控制VSC2 交流电压，满足负荷侧的电压质量要求和恒定功率控制；将双PWM 变流器的VSC1 并联接入系统，VSC2 串联接入系统，即可组成用于调节线路功率的UFPC，其中， VSC1 控制并联节点电压和直流侧母线电压，VSC2采用有功功率和无功功率恒定控制，改变线路的有功和无功功率的流动，实现控制潮流的目的。