22基于短波调频通信机锁相环频率合成器设计

毕业论文(设计)

学院：        电子信息工程学院               

专业： 电子信息工程    年级：    2007     

题目:   基于短波调频通信机的锁相环频率合成器设计     

学生姓名：   李 俨        学号：07071178

指导教师：   尹建新    职称:  副教授  

 2011年5月20日

中南民族大学本科毕业论文（设计）原创性声明

本人郑重声明：所呈交的论文是本人在导师的指导下进行研究所取得的研究成果。除了文中特别加以标注引用的内容外，本论文不包含任何其他个人或集体已经发表或撰写的成果作品。本人完全意识到本声明的法律后果由本人承担。

作者签名：        

           年    月    日

摘 要

随着无线通信技术的发展，无线通信产品越来越普及。本课题是对一个工作在短波段的通信系统的研究，该通信机可实现一定距离的无线传播包括：语音传输（模拟）和短消息传输（数字），并且含有40个信道自由选择。其中能锁定的输入信号可以小于1mV，传输码率：2kb/s。

在短波通信系统中，射频接收机位于无线通信系统的最前端，其结构和性能直接影响整个通信系统。如何在包含有噪声的信号中解调出基带信号是本系统设计的关键，本系统基于超外差接收原理，采用窄带调频接收芯片MCl3135，中频滤波器尝试使用双调谐回路取代传统的陶瓷滤波器，其优点是保证其选择性的同时扩大系统带宽，可以满足系统数字通信所需的带宽，从而实现语音和数据的双重通信。该设计在对超外差式接收机研究的基础上，突破了以往接收机带宽，并应用于短波通信系统中，具有使用价值。

该系统硬件主要由信号源、发射机、接收机、收发天线等模块组成。其中，信号源部分采用锁相频率合成的方法实现基带信号的调制，由于接收部分采用超外差的方式解调，信号源同时对其提供一个相应的本振。功放是短波通信系统中一个重要的部分，本系统以HEXFET做功率管取代传统专用的射频功率MOSFET来完成一个短波功率发射机。短波通信是天波传播的，所以采用半波偶极子天线作为发射天线，环天线作为接收天线，并且采用变压器式巴伦和单支节匹配法阻抗变换。接收部分采用超外差的方式实现解调。微控制器的功能包括控制数字和语音通信的切换，人机界面交互，信道搜索，以及对数字信号基于曼彻斯的编码与解码、位同步与帧同步、CRC校验等。

最后在仿真及分析的基础上，实际制作出实物，对整个系统进行调试，测试数据并进行分析，完成了基本的数据和语音通信，相应的具体指标达到设计要求。

关键词：  短波通信，锁相频率合成，HEXFET，巴伦，超外差，双调谐回路

Abstract

Keywords:  

第1章  绪 论

1.1  研究背景介绍 

短波通信是利用波长为100m～10ｍ，频率为３MHz～30MHz的电磁波进行的无线电通信，主要靠天波传播，可经电离层一次或数次反射，最远可传上万公里，广泛用于语音、电报和数据传输。长期以来，由于短波通信的固有特点，短波无线电通信多年来一直被广泛地用于、外交、气象、商业等各个部门，用以传送语言、文字、图像、数据等信息；同时，它也是高空飞行和海上航行的必备通信方式；尤其在军事部门，它始终是军事指挥的重要手段之一。 

   短波通信技术发展状况

    尽管当前新型无线通信系统不断涌现，短波这一最古老和传统的通信方式仍然受到全世界的普遍重视，在卫星通信和移动通信快速发展的今天，短波通信不仅没有被淘汰，还在快速发展。这是因为虽然卫星通信相对短波通信能为用户提供宽得多的频带以及稳定的高质量通信线路，但事实上，它还不能从根本上取代短波无线电通信。另外，并不是所有用户都需要卫星，都能得到卫星提供的通信线路。尤其在军事通信领域，卫星易于被敌方摧毁，这己经成为信息战中的一个严重问题。因此，由于具有不可替代的重要作用，短波通信重新引起了世界各国的高度重视，诸多机构都在不遗余力地进行研究。

　　1．短波通过直射波传递，也可以通过天波传播，因而短波是唯一不受网络枢纽和有源中继约的远程通信手段；

2．短波的抗毁能力和自主通信能力极高；

3．短波能覆盖到超短波覆盖不到的地区，如山区、戈壁、海洋等地区；

4．与卫星通信相比，短波通信不用支付话费，运行成本低。

目前，它广泛应用于电报、电话、低速传真通信和广播等方面； 在军事应用、应急求援和业余无线电等领域扮演着重要角色，发挥出巨大作用[2]。　

1.2　本文写作目的

本文详细讲述了一个工作在29.5~30.5MHz的短波通信系统的设计，该短波通信系统可进行单工语音通信和短消息通信。语音通信采用模拟调频(FM)方式；数字通信采用2FSK调制方式，使用曼彻斯作为其信道传输码型。

本文对该短波通信系统的模拟传输和数字传输都做了详细讲述，采用所想频率合成设计信号源，AB类放大器来设计射频功放，采用超外差原理设计接收机，并设计了用于发射和接受的天线。经过实验测试，该系统能够实现了较为良好的语音通信和稳定可靠的数字传输。

1.3  本文结构

本文首先介绍了该短波通信系统设计的选题背景及研究背景，分析了设计的理论依据，给出系统设计的总体方案，然后分章节对该短波通信系统硬件系统设计与实现方案、电磁兼容等方面进行了详细的论述，最后给出短波通信系统的调试结果，并总结全文的工作。全文组织结构如下：

第1章绪论：短波语音数字通信系统介绍

第2章论述了系统模型、框图及指标

第3章  详细介绍了信号源的设计

第4章  详细论述了天线的设计

第5章  详细论述了功放的设计

第6章  详细论述了接收机的设计

第7章  详细介绍了微控制器的实现

第8章  系统的测试结果及及总的结论；

第9章  总结本文的主要工作。

第2章  系统模型、框图及指标

2.1  短波通信机的通信系统模型

2.1.1数字通信系统模型

数字通信系统是利用数字信号来传递信息的通信系统，其一般模型如图1所示[3]。由图1可见，数字通信涉及的技术问题很多，主要包括信源编码与译码、信道编码与译码、数字调制与解调、同步以及加密和解密等。

图1数字通信系统的一般模型

本课题的通信系统是简化的数字通信模型，如图2所示。其信道传输码采用曼彻斯（编解码及校验由MSP430单片机完成），数字调制采用2FSK调制（调制在锁相环芯片MC145152上完成，解调在接收机芯片MC13135上完成），校验采用CRC校验。

图2 本课题的数字通信系统模型

该系统实现的重点和难点在于如何解决同步和误码的问题，这会直接影响到通信系统的性能指标。因而选择合适的信道传输码，使用较为简单的方法实现同步，提高系统的信噪比以及降低误码率等是本课题需要解决的问题。

2.1.2模拟通信系统模型

模拟通信系统是利用模拟信号来传递信息的通信系统，其一般模型如图3所示。

图3模拟通信系统的一般模型

本课题模拟调制采用调频方式（调制在锁相环频率合成器上完成，解调在接收机上完成）

1.3  短波通信机的通信系统框图

本课题研究一个工作在短波波段的通信系统，以实现短距离无线通信为主要目的。系统框如图1、2所示。

图4发送端结构框图

图5  接收端结构框图

模拟信道分为发射机，接收机，频率合成，天线四部分，完成语音信号和数字信号的调制、发射、接受及解调等功能，最终还原出基带信号。

对于基带信号，分为数字和语音信号，由于共用一个信道，采用微控制器进行判定分流，若为语音信号则送个语音功率放大器处理，启动音响；若为数字信号，则由单片机进行解码。

1.4  短波通信机的主要技术要求

本课题是基于一个工作在短波段的通信系统的频率合成器的研究，该通信机可实现一定距离的无线传播。其实现的功能：

1)语音传输（模拟）

2)短消息传输（数字）

为此提出的系统设计指标如下表所示，

第3章  信号源的设计

3.1频率合成器参数设计

3.1.1  参考频率选择   

锁相环系统中，参考频率的选择与环路滤波器截止频率的选择有很大关系。

若参考频率过低，从整个锁相环呈二阶低通特性来看，为了滤除鉴相纹波，就要降低环路的截止频率，而环路截止频率过低就会使环路捕捉时间过长，整个环路的抗震性能就会降低；会使频道转换时间过长，从而使信道扫描时间过长。所以理论上讲，增大环路的参考频率有利于减小环路的捕捉时间。

在本系统中，用于接收机的频率合成器频率范围为29.5MHz～30.5MHz； 用于发射机的频率范围：29.965MHz～30.965MHz，送给发射机的调频信号的载波频率与送给接收机的本振信号的频率相差一个中频465KHz。本振信号与载波的频率变化范围刚好为1MHz，又因为系统的信道数为40、信道间隔为25KHz，故参考频率必须是信道间隔25KHz的约数，又因为中频465KHz不是25KHz的倍数，故不能用25KHz作为参考频率，综合以上几个因素，采用5KHz作为系统的参考频率。

3.1.2  截止频率与阻尼系数选择

  从环路的寄生调频来看，因为环路的参考频率的取值为5KHz，所以鉴相器的输出为5KHz的脉冲波冲，要想减小环路的寄生调频，就必须减小压控振荡器控制电压的波动，而压控振荡器的电压波动和环路的截止频率的设定紧密相关，只有当环路截止频率远小于参考频率，才能把鉴相器的输出脉冲的幅度衰减到整个通信系统可以接受的成度。

从环路的捕捉时间来看，环路截止频率越低，环路的捕捉时间就越长，环路的抗震性能就越低，环路的信道切换时间就会越长。环路的捕捉时间：

                      （）

其中，为锁相环的固有频差、为阻尼系数、为自然谐振频率。

从锁相调频的角度看，短波调频通信机的语音信号的频率范围为300Hz～3400Hz，也就是调频通信的基波频率范围为300Hz～3400Hz，锁相环在调频通信中工作于载波跟踪状态，其环路截止频率必须远小于语音信号的最低频率300Hz。

综合以上各方面因素，最后取环路自然谐振频率为，而对于理想二阶环，环路截止频率与环路自然谐振频率有如下关系：

                                （2）

锁相环的阻尼系数与环路滤波器的设置以及整个环路的稳定性有很大关系，阻尼系数越小，环路稳定性越差，阻尼系数越大环路稳定性越好。工程上一般取左右，这里我们的设计中取阻尼系数。此时二阶环的环路截止频率与环路自然谐振频率关系为。

3.1.3  压控灵敏度

 从环路的寄生调频来看，若环路的压控灵敏度过高，环路滤波器的输出的压控振荡器的控制电压上的噪声对压控振荡器的作用就会很明显，导致环路存在一个不可忽略的寄生调频。从这个角度看，降低压控灵敏度有助于减小系统的寄生调频。

从环路增益来看，压控灵敏度越高整个环路增益越大，环路的稳态相差就越小。从这个角度看，增大压控灵敏度有助于增大环路增益，减小稳态相差。

实际制作中，选用变容二极管SVC201，该变容二极管的反向电压变化范围为1V～9V，其容变化范围为10.17pF～37.45pF，电容的覆盖系数为3.68。而短波通信机的工作频率在30MHz频点附近，频率覆盖系数约等于1，故变容二极管的电容的覆盖系数大于通信机的频率覆盖系数。可实现对压控振荡器在系统工作频率范围内的控制。

3.1.4  鉴相增益

鉴相器的鉴相增益与环路增益有紧密关系，鉴相增益越大环路增益越大。本系统中，环路增益越大，鉴相器输出的脉冲的宽度越窄，越有利于环路对其滤波的效果，从而可以减小寄生调频。因此，应该提高鉴相器的鉴相增益。

3.1.5  环路增益与稳态相差

压控振荡器的控制电压是鉴相器输出的脉冲经过环路滤波器后所得的平均值，环路滤波器的直流增益一定，故当压控振荡器的控制电压一定的情况下，提高环路增益可以降低鉴相器输出脉冲的宽度，而环路锁定时的稳态相差与鉴相器的输出脉冲宽度呈正比。故提高环路增益可以减小环路的稳态相差。

减小系统的稳态相差

3.2  频率合成器硬件电路设计

3.2.1  压控振荡器设计

压控振荡器采用电容三点式振荡电路，其具体电路如下图所示：

图8  压控振荡器电路

该电路前级采用射级输出电容三点式振荡电路，增大振荡电路的带载能力。电路分两级，第一级为振荡电路，第二级为缓冲电路，第二级的输出一边送到后级运放进行电压电流放大，一边送到可变前置分频器MC12022进行分频。

电路中，VCON为与环路滤波器的输出接口，经过10K的隔离电阻作用于变容二极管SVC201，电感的取值为1uH，由于环路工作于30MHz频点附近，故振荡电路中的三极管采用高频三极管9018，三极管参数的幅频特性和相频特性曲线如图  所示。

图  三极管参数的幅频特性和相频特性曲线

9018的特征频率为1.1GHz，由图可知，9018可很好的工作于30MHz频点附近。

3.2.2环路滤波器设计

    考虑滤波特性，在RC积分滤波器、RC比例积分滤波器、有源滤波器等诸多滤波器中，首选有源滤波器。有源比例积分滤波器由运算放大器和RC网络组成，电路构成如图7 所示

           图12

其传输算子为                             （5）

式中，。当A>>1、>>， >>1时，可近似为

                                                    （6）

该式可表示为比例环节和理想积分环节之和，故可称次滤波器为理想比例积分滤波器。由于是一相位超前因子，这种滤波器也可以改善环路的稳定性。同样，两个可调参数和也给环路的设计带来灵活性，可将和分开单独设计。

                                （）

                                              （）

其中：为环路总分频比，由P、A、N值共同确定

为鉴相器增益系数， 

：环路阻尼系数，本设计取1

:环路自然角频率，本设计取

: 压控振荡器增益系数， 

集成运放采用OP07，该运放输入失调电压极低，功耗小，线性范围大，频率响应好，从而使该滤波器具有较好的滤波特性。

3.2.3语音处理电路设计

麦克风输入的语音信号处理电路如下：

图14  语音处理电路

一般来说，语音信号的频率范围为300 Hz～3400 Hz，故麦克风输入的语音信号经过第一级运放的放大，后经带通滤波器进行滤波，带通滤波器的两个截止频率取300 Hz和3000 Hz左右，经滤波后再经运放放大后耦合到压控振荡器的电压控制端口。运放采用常用的音频运放NE5532，其带宽增益积为10 MHz，能很好的工作于音频频段。

3.2.4数字码流接口设计

   数字信号的输入调理电路如下：

图15  数字信号的输入调理电路

DIN为单片机的数字信号输入，其幅度为3.3V，信号经过一级运放进行幅度调理后，输出DOUT耦合到压控振荡器的电压控制端口，运放同样采用NE5532。

3.3  电磁兼容设计

3.3.1  系统电源设计

系统所用频率合成芯片MC145152-2和双模前置分频器所用的供电电压为+5V，环路滤波器中的运放、语音处理电路及数字码流接口电路所用供电电压为±12V，而压控振荡器中三极管9018采用+12V电源供电，压控振荡器后级输出运放采用±5V电源供电，故本系统要设计±5V和±12V的电源。

若电源的去耦没做好，就会有50Hz或100Hz的电源纹波，该纹波会带来寄生调频从而影响调频的性能，因此要在电源电路中做好去耦合。另外，在PCB版图中，芯片的电源脚附近要接去耦电容，一般来讲，每个芯片的电源引脚附近都要接较小的0.1uF去耦电容，较近的几个电源引脚可共用较大的10uF的去耦电容。由于系统工作于30MHz，频率很高，所以电源之间的隔离也要做好。

图16   ±12V电源电路

图17   ±5V电源电路

5.3.2  布局与布线设计

由于整个锁相环系统工作于30MHz的较高频率，因此系统的PCB中电源与地的布局尤为重要，处理不好会导致各种各样的问题，比如系统不稳定，锁相环输出寄生调频比较严重等。

本系统的PCB图如下所示：

图18  用于接收机的频率合成器PCB图

图19 用于发射机的频率合成器PCB图

在本系统PCB设计中，充分考虑了电磁兼容，PCB版图中，严格避免了地线行成环路从而带来的电磁干扰，同时采用单点接地的方法充分对数字地和模拟地进行了隔离，地线和电源线的走线都比较宽，从而减小了走线上电感和电阻带来的影响。另外用于输出缓冲的高速运放OPA843也尽量缩短了其反馈线的长度以避免寄生电容对放大电路产生的影响。输出到发射机和接收机的输出接口都用的SMA屏蔽头以减小外界的干扰并减小输出对前级的辐射，避免运放发生自激振荡。

3.4  接口设计

频率合成器的输出缓冲电路如下：

图？  频率合成器的输出缓冲电路

由于接收机的输入阻抗为50Ω，故在用于接收机的频率合成器的输出级运放的输出端串联了51Ω的电阻以达到阻抗匹配，使功率传输的效率最大。频率合成器与接收机的连线采用30cm的屏蔽线，由于系统工作在30MHz频点附近，故输出信号的波长大约为10m，30cm的屏蔽线与10m相比就非常小了，其中的驻波比就很小，可以忽略由于连线带来的反射。

与发射机的连接一样，也采取在输出端串联电阻的方法达到阻抗匹配，同样采取了30cm的屏蔽线作为连线。

3.5  主要指标分析

3.5.1  锁定范围

系统要求用于接收机的频率合成器的输出频率范围：29.5MHz～30.5MHz，用于发射机的频率合成器的输出频率范围：29.965MHz～30.965MHz，故锁相环必须在29.5MHz～30.965MHz的频率从范围内工作于锁定状态，考虑到一定余量，本设计的锁相环锁定范围为29MHz～31.5MHz，实测发现锁相环确能在29MHz～31.5MHz的频率范围内保持锁定状态。

3.5.2  寄生调频

实际调试中，发现环路锁定时有一定的鉴相纹波，此鉴相纹波是由在环路锁定时，参考信号相位超前于反馈信号引起的。经过环路滤波器滤波后，其实际波形如下所示：

图22    压控振荡器控制电压波形

其为5KHz的脉冲波，该鉴相纹波电压会产生寄生调频。要想提高环路对该干扰的抑制能力，必须注意下面几点：

(1)尽量提高参考信号频率、减小环路自然谐振频率；

(2)精心挑选关键性元器件，以减小纹波电压；

(3)在保持、不变的前提下，尽量增大鉴相灵敏度。

实际工程中往往是由所选定的电路决定，不易改动，、也不能任意改变，所以普通的二阶环有时难于满足指标要求，必须采取一定的措施。措施之一就是在二阶环中增加一辅助低通滤波器以提高环路对杂波的抑制能力。

增加辅助低通滤波器后环路滤波器传递函数可表示为

当>0.6， =1/>5时，附加低通滤波器对原二阶环的稳定余量基本上无影响。

当<时，附加的低通滤波器对杂波抑制度有改善作用。

因                 

故杂波抑制度的改善量为

                  △

实际调试中并没有彻底解决该问题，综合各方面原因考虑，可能是PCB布局不够合理造成的，还有改进的余地。

3.5.3  捕捉时间

3.5.4  边带噪声

第4章  天线的设计

4.1.1框图及指标

天线部分主要是设计和制作短波通信系统的发射和接收天线，30MHz点频，带宽1MHz，50欧姆端口。半波偶极子天线作为发射天线；环天线作为接收天线。采用了频带较宽且具有阻抗变换功能的变压器式巴伦，以及单支节匹配法阻抗变换；最终在频带内驻波比小于2，通信效果良好。

半波偶极子天线的系统框图如下图（图2.1）所示：

由图2.1可知，一个完整的偶极子天线由三个部分组成：天线振子、巴伦和匹配。其中巴伦和阻抗匹配不是必需的，但是为了提高天线的发射效率等，它俩是必须考虑的。

4.1.3 测试及分析

第5章  功放的设计

5.1电路设计

功放的主要功能是将信号源送来的调制信号进行功率放大后送至天线，是短波通信系统中一个重要的部分，其设计的优劣决定了短波通信能否有效进行。该部分以HEXFET做功率管取代专用的射频功率MOSFET来完成一个短波功率发射机的设计。

功放的指标要求如表22所示

5.1.1 方案及框图

功放的原理框图如下图所示，前级将频率源送来的高频已调信号放大到合适的幅度以驱动功率级，并且由它的输入匹配电路实现本机与频率源的阻抗匹配。功率级负责将电源提供的的能量转换为负载所需的交流信号能量，使得载波具有足够大的发射功率。在把功率载波信号送至天线发射之前，一般还要先经过低通滤波器，以提高发射的载波信号的频谱纯净度。功率测量是功放的一个附加功能，方便使用者实时获知当前的发射功率。

图？原理框图

根据设计指标的要求，要达到50%的效率，只能选用甲乙类或者丙类功放。丙类功放的效率比甲乙类功放效率高，但是带宽窄，灵活性差，考虑到系统设计的灵活性，采用甲乙类功放更有利于方便地将高频功放模块应用于不同工作频率的场合，因此本机采用甲乙类功放。本机的功率级即为输出级，功率管工作在甲乙类状态。

专用的射频功率MOSFET虽然性能良好满足设计要求，但是价格相当昂贵故使用价格低廉、容易获得的HEXFET替代专用射频功率MOSFET来设计功放部分。

5.1.2 硬件设计

前级电路原理图如下图6所示，Q1采用的是中功率高频三极管2N3866提供10倍幅度放大，输出功率可达？W。

图6

功率放大电路采用什么原理达到什么目的，理论输出功率最大可达5.76W，满足输出功率大于1W的指标要求。

图？功率级电路

 (3) 低通滤波器与功率测量电路

图？低通滤波器与功率测量电路原理图

输出滤波器按照五阶巴特沃斯低通滤波器设计，截止频率设定为40MHz。

5.1.4射频功放实物图及电磁兼容设计

高频功率放大电路采用双面板设计，电路板安装在铝制的散热器上，大面积散热器保证MOSFET工作稳定，散热器同时连接地平面，PCB大电流走线做镀锡处理，提高电路承载能力。

5.1.3测试及分析

利用标准信号源（SUING TFG3150L）输出标准正弦波信号到高频功放前级输入电路，对高频功放进行测试，测试信号电平0～10dBm，频率29.5MHz～30.5MHz，测试结果如下：

1　有效输出功率≤2W

2　HEXFET的功率增益约为8~10dB

3　输出射频信号的谐波抑制比约为26dB

4　输出功率Po=2W时，整机的效率η≈40%

5　由于是线性功放，本机在其他频段也可以工作，其他频段下输出功率与        与频率的关系如图？所示

图？为功率放大电路输出信号，经观察信号无明显失真，波形输出稳定。输出谐波抑制比不低于32dB。

图？工作频率与输出功率关系图

在30MHz附近频率与输出功率的关系如图？所示

图？30MHz附近的工作频率与输出功率关系图

图22  与信号源相连接后射频功放的输出波形

5.2.2  与信号源部分连接测试结果

用泰克示波器测试用于发射机的频率合成器，测试现场及输出波形如下：

图21  用于发射机的频率合成器测试现场及输出波形

从输出波形看，信号源输出正弦波同样看不到明显的失真，输出波形很稳定。

第6章 接收机的设计

6.1接收机模块设计

该系统中，接收机的主要作用是以信号源产生的正弦信号作为本振信号，采用超外差的方式将天线接收的调频信号进行正确的解调，并将解调出的语音信号进行功率放大，将解调出来的数字信号传送到单片机进行解码。

接收机框图如图2所示。

图4 接收机系统框图

本设计主要由以下三部分组成：1.窄带接收机芯片MC13135；2.中频滤波器，采用并联双调谐回路设计中频滤波器，中心频率465KHz，带宽50KHz，同时保证有较高的矩形系数；3.音频功率放大、FSK信号消抖及控制电路。

从天线接收的是FM调制信号经过阻抗匹配网络送入窄带接收机芯片MC13135进行解调， MC13135集成有调频、中放及解调等模块，中频滤波器及鉴频回路外接，本设计采用并联双调谐解调网络实现滤波。解调信号经缓冲后低通滤波输出，由于数字信号和模拟信号共用同一信道，需要单片机进行检测控制分流，模拟信号送到音频功放驱动音响，还原语音信号，数字信号由滞回比较器消除抖动和毛刺，转换为数字电平后送入单片机解码还原成文字。

6.1.1输入调谐及电阻匹配网络

输入端采用谐振回路实现选频，同时使用电容阻抗变换，实现输入阻抗匹配，天线输出阻抗为75Ω，变换到MC13135混频输入阻抗4KΩ。电路如图7所示

图7 射频输入阻抗匹配和选频网络

6.1.2混频及鉴频解调电路

采用MC13135芯片内的第二级混频器，中频放大器和解调模块，通过外接中频滤波器及鉴频网络完成调频信号的解调。中频滤波器及输出信号的处理部分在下面具体介绍，混频和解调部分电路图如下所示：

图8   混频及解调部分

6.1.3中频滤波器

系统的指标如接收机的带宽，灵敏度，选择性等都是由中频滤波器保证，故中频滤波器部分是该系统的重点。一般的FM接收机采用中频陶瓷滤波器，陶瓷滤波器有很高的矩形系数，并且同频带内信号几乎无衰减，但是带宽一般只有9KHz，数字信号要求通信系统有较大的带宽，使用陶瓷滤波器将严重短波通信系统进行数字信号的传输，不满足题目要求；采用有源滤波器或者无源滤波器不能保证较高的巨型系数和带外衰减，选择性较差。综合考虑后，采用双调谐回路设计中频滤波器。  

6.1.4 并联双调谐回路

调谐回路采用并联双调谐形式，使用收音机中周做调谐回路，为了消除后级输入电阻会影响滤波特性，所以采用一级运放缓冲隔离，具体参数和电路如下图所示：

图11 中频滤波电路

6.1.5音频功率放大

检波输出的信号经过滤波之后，经音频功放集成电路SPY0030放大驱动扬声器[9]，SPY0030最大功率放大倍数为20倍，输出最大功率为0.5W。电路如图4所示。图中电位器R6可调节输出功率。

图14 音频功率放大

6.1.6  2FSK消抖电路

调频信号经过解调还原成基带信号，数字和语音信号共用该信道，通过单片机控制信号的分流。数字信号采用2FSK调制方式，解调后的数字信号因混入了噪声，不能直接接入数字电路，需进行滤波消抖处理后才能送入单片机进行解码，处理电路如图？所示。

消抖电路采用滞回比较器，因实际测试发现噪声电平在200mV左右，故门限电压取200mV。基准电压通过电位器和一个2KΩ电阻串联分压得到，便于调节。

图15 2FSK消抖电路

6.2接收机测试结果及分析

为了检验接收机性能，对接收机进行自检测试。自检测试时，通信系统信号源给出的调频信号，不经过功率放大电路和天线，使用衰减器衰减后直接连入接收机，测试原理如图16所示。

图18 测试原理

低频调制信号由信号源给出，对锁相环模块进行调制，载波频率30.465MHz，另一个锁相环频率合成模块产生本振信号，频率30MHz，两路信号送给接收机模块解调。低频调制信号为方波

图19 解调输出波形

表5 接收波形测试

该系统中，微控制器主要对数字信号进行编码、解码；对信号源部分进行信道转换从而实现信道搜索功能。在整个系统中处于顶层位置。

7.1 码型的选择

7.1.1 传输码型选择的原则

在本课题中，传输码型的选择主要考虑如下原则[3]：

1．不含直流，且低频分量尽量少。

传输码的功率谱密度中的直流成分在长距离传输情况下会衰减很大，并且信道中常常接入隔直电容和耦合变压器，所以含有直流的码型不适合在该长距离通信信道中传输。传输码的功率谱密度中的低频分量是由码流中的“0”或“1”分布状态来决定的，低频分量小，说明“0”及“1”分布比较均匀，直流电平比较恒定，也就是信号基线浮动小，有利于接收端判决电路的正常工作。

2．应含有丰富的定时信息，以便于从接收码流中提取定时信号。

数字通信系统中为了节省有限的频带资源，往往只传送信码，不单独传输时钟。因此在接收端，必须从收到的码流中提取出定时信息，也必须线路码流中同符号连续数不能太大，也就是说，应避免长连“0”及长连“1”的出现，提高电平跳变的密度，使定时提取较为简单。

3．功率谱主瓣宽度窄，以节省传输频带。

与模拟通信相比，数字通信所占系统频带较大。功率谱中仅含有较少的高频分量，有利于其信号能量相对集中，功率谱主瓣变窄，节省传输带宽，提高频带利用率，而且可以减少码间干扰。

4．不受信息源统计特性的影响，即能适应与信息源的变化。这种与信源的统计特性无关的性质称为对信源具有透明性。

5．具有内在的检错能力，即码型应具有一定的规律性，以便利用这一规律性进行自动检测。

6．编译码简单，以降低通信延时和成本。

传输码中的一种——曼彻斯特编码，常用于局域网传输。曼彻斯是一种典型使用自同步法保持位同步的线路码型。在曼彻斯特编码中，每一位的中间有

一跳变，位中间的跳变既作时钟信号，又作数据信号；从高到低跳变表示“1”，从低到高跳变表示“0”[4]。

7.1.2 常用码型的基本原理

这里，我们考察常用的码型：曼彻斯、AMI码、HDB3码，并根据上述码型选择的原则，从中选择合适本课题的要求的传输码型。

图5给出了这几种码型的编码波形。

图 5 曼彻斯、AMI码和HDB3与NRZ码的波形

曼彻斯又称双相码（PE）[3]。从上图中可以看出，它用一个周期的正负对称方波表示“0”，而用其反相波形表示“1”。编码规则之一是：“0”码用“01”两位码表示，“1”码用“10”两位码表示。

AMI（Alternative Mark Inversion）码的全称为传号交替反转码。其编码规则是将消息码的“1”（传号）交替地变换为“+1”或“-1”，而将“0”（空号）保持不变。AMI码对应的波形是具有正、负、零三种电平的脉冲序列。它可以看成单极性波形的变形，即“0”仍对应低电平，而“1”交替对应正负电平。

HDB3（Order High Density Bipolar）全称为三阶高密度双极性码。HDB3码是AMI码的改进码型。HDB3的编码规则是：

1.把消息代码变换成AMI码。检查AMI码的连0串情况，当没有4个以上连0串时，则这时的AMI码就是HDB3码；

2.当出现4个以上连0串时： 四个连0用取代节000V或B00V代替，当两个相邻“V”码中间有奇数个1时用000V，为偶数个1时用B00V。B的符号交换反转，V的符号破坏交替反转原则，但相邻V码符号相反。

或与脉冲波形相同，用V或B表示的目的是为了示意该非“0”码是由原码的“0”变换而来。

HDB3译码规则为:当收到的符号序列中出现破坏点V，则断定V符号及其前面的3个符号必是连0符号，从而恢复4个连0，再将所有-1变为+1后便得到原消息代码。

图6 曼彻斯与NRZ码的功率谱密度    

曼彻斯波形是一种双极性NRZ波形，只有极性相反的两个电平。它在每个码元间隔的中心点都存在电平跳变，所以含有丰富的位定时信息，且没有直流分量，且抗干扰能力强，编码过程也简单。根据上文所述的码型选择原则，可以曼彻斯是可以作为信道传输码型的，但其缺点是占用带宽加倍，使频带利用率降低。从图6中可以看出曼彻斯功率谱主瓣是编码前NRZ码的两倍。

图7 AMI码、HDB3码与NRZ码的功率谱密度

从图7所给的功率谱中可看出，AMI码的优点是：没有直流分量，且高、低频成分少，能量集中在频率为1/2的码速处。编解码电路简单，可以利用传号极性交替这一规律观察误码情况。AMI码的缺点是连0码多时，AMI整流后的RZ码连0也多，不利于提取高质量的位同步信号（位同步抖动大）。而HDB3的特点是保留了AMI码的优点，克服了AMI连0多而无法提取同步信号的缺点。

根据上文码型选择的原则，我们对上述码型的功率谱做如下的分析比较[4]：

1.曼彻斯、AMI和HDB3码的低频分量都很少，直流电平比较恒定，也就是信号基线浮动小，有利于接收端判决电路的正常工作。

2.由功率谱的分析可以知道，曼彻斯和HDB3码的定时信息丰富，在接收端解码时可以较易地提取到位定时信息，解决位同步问题。

3.曼彻斯的频带宽度是编码前NRZ码的两倍，AMI和HDB3码的频带宽度与编码前NRZ码的相同。

4.相对于每个原码，曼彻斯中必定出现跳变，所以曼彻斯不会出现三个或三个以上的连“1”及连“0”，而AMI码连“0”多了无法提取位同步信号。HDB3则克服了AMI连0多而无法提取同步信号的缺点。

5.曼彻斯、AMI的编解码规则比较简单，编解码比较容易实现。虽然HDB3解码简单，但是其编码规则比较复杂，且与AMI码一样HDB3 同样需要三个电平，增加了系统的复杂度。

表1 传输码的选择

7.1.3 曼彻斯编解码方案及实现

7.1.3.1曼彻斯特编解码的方案

曼彻斯特编解码的方法主要有三种：

1．曼彻斯特专用编译码芯片

如Intesil 公司的HD08/HD09。这一类集成芯片编解码速度较快，性能稳定可靠，需要较少的外部器件。但是它们在设计上往往已经固定了，难以对其按照客户的要求进行灵活的改变和优化设计；并且由于是专用集成芯片，其售价较高，降低了系统的性价比[5]。

2．在DSP/MCU平台上实现

使用DSP/MCU进行系统设计，实现方式灵活简单。DSP/MCU在通信系统中本来就负责基带算法等于通信相关的工作。其缺点就是DSP/MCU进行的是串行处理，难以实现高速系统的要求。

3．使用FPGA/CPLD实现

采用FPGA/CPLD进行系统设计，可以实现很高的编解码速度，且花费成本较低；同时FPGA/CPLD也是可编程逻辑器件，灵活性大，便于升级更新。

综合考虑系统的复杂程度、成本因素以及低速数据传输的要求，我们选用第2种方案，即使用MCU平台来实现。本课题采用的MCU系统是德州仪器(Texas Instruments)的MSP430FG4618。该单片机是一款16位超低功耗微控制器，拥有2个16位捕获/定时器，1个12位AD和DA，具有I2C、SPI和UART等丰富的片内外设，符合本系统的设计要求，且实现方法简单，成本低，功耗小。

7.1.3.2曼彻斯特编解码的实现

曼彻斯的编码规则是将二进制数据的一位“1”用两位“10”来表示；将“0”用“01”来表示。借助于单片机的定时器，可以完成对数据的曼彻斯特编码。如果确定了波特率BaudRate，由于曼彻斯编码后其码元速率为原码的2倍，则定时时间为。

例如一个字节0xA6，其二进制数据序列为10100110，其编码后应为10 01 10 01 01 10 10 01。设置一个定时器定时时间为T[6]。当最高位为1时，则输出I/O口在时间T内输出高，之后的时间T内输出为低；如果是最高为为0，则在时间T内先是输出低电平，之后的时间T内输出高电平，如此便完成了1bit的曼彻斯特编码[7]。将二进制数据序列左移一位，按照上述步骤继续，直到该二进制序列的每一位都完成曼彻斯特编码。其编码过程示意如下图所示：

图 8 曼彻斯波形

    解码时，将接收到的数据序列（曼彻斯），按每16位进行解码。若最高两位为10，则对应的原码为1；若最高两位为01，则对应的原码为0；若为其他值（11或00）均是误码，则表明数据出现差错，丢弃该字节数据[8]。本系统使用CRC-16，也可以发现此类错误。如此便完成了1位原码的曼彻斯特解码。然后将数据序列左移两位，继续进行上一步，直到所有的数据序列都完成曼彻斯特解码。

按照上述步骤，数据序列10 01 10 01 01 10 10 01的解码输出应为：10100110。

7.2 同步

7.2.1位同步

7.2.1.1位同步的原理

同步是数字通信系统中一个非常重要的问题[9]，通信系统是否可靠、接收灵敏度是否达到标准，很大程度上依赖于同步技术的优劣。

1、同步不确定性的来源

实际通信系统中，收发端之间会由于电波传播中的多径效应引起码相位、载波中心频率相位的延迟，而且在传输信道中随机噪声的叠加引起传输波形的失真，连接在接收滤波器之后的判决电路也很难保证“无差错”的恢复基带信号。这些都会导致同步的不稳定性。

2、实现同步的几种方法

按同步功用分类可分为载波同步、位同步、群同步和网同步[3]。

按传输同步信息的方式可分为外同步法和自同步法。外同步法：是由发送端发送专门的同步信息，接收端把这个专门的同步信息检测出来作为同步信号。自同步法：发送端不发送专门的同步信息，而是由接收端设法从接收信号中提取同步信息。 

    本系统所涉及的同步包括：位同步和帧同步。接收端经过2FSK解调后输出的码流中，采用自同步的方法实现位同步，并在位同步的基础上完成帧同步。

位同步（码元同步或时钟同步）技术，是从接收信号中获取同步信息，使此时钟脉冲序列和接收码元起始时刻保持正确关系的技术。换言之，位同步是用于确定每个码元的最佳判别时刻。

7.2.1.2位同步的方法

图9  采样时钟为5倍码元频率

如图9，设置接收端恢复出的同步时钟的频率为5倍的码元频率，这样就在一个码元周期内，设置了5个采样点。位同步可以分为两个过程：捕获、同步跟踪。

1.捕获，即找到正确的同步时钟起始点。在接收的数据中，只有0、1跳变沿才能为我们提供位同步信息，如果数据长时间为1或为0，这将给接收端恢复位定时信息造成一定困难。上文所述的曼彻斯特编码，一方面起到将码流能量扩散的作用，另一方面连0码和连1码的长度，易于位同步的捕获和同步时钟的恢复。 

捕获过程是通过测量数据流中两个跳变沿中间的时间宽度(W)，如果W等于码元周期，便以第二个跳变沿为起始时刻，设置同步时钟；如果W不等于码元周期，则需要重新捕获。

2．同步跟踪

在接收数据的过程中，还要保证同步时钟的变化跟随码元相位或频率的偏移。同样，依据数据流中0、1跳变沿来实现同步时钟的跟踪。如图9同步时钟与码元之间没有任何偏差时，数据的跳变沿每次都应出现在第5个计数时刻与下一个计数时刻之间，这时把第3个计数时刻作为数据采样时刻。

当同步时钟与码元之间有偏差时，数据跳变沿不能准确的落在第5个与下一个计数时刻之间，如果数据跳变沿出现在第4 与第5个计数时刻之间，说明同步时钟相对于码元相位滞后，为保证每次采样时刻在码元的中心位置，就要把采样点提前至第2个计数时刻；相反，如果数据跳变沿出现在第1与第2个计数时刻之间，说明同步时钟相对于码元相位超前，就要把采样点错后至第4个计数时刻。这样不断调整采样点，使每次此采样时刻均位于码元中心位置，跟随其变化。

下面结合MSP430单片机的特点，我们对该方法进行优化，并达到了良好的同步跟踪效果。

图10 同步时钟与码元完全同步

设置接收端恢复出的同步时钟的频率等于码元频率。每一个计数中点均为采样时刻。该方法也需要捕获和同步跟踪两个步骤。捕获的过程与上述的方法相同。同步跟踪，可以使采样时刻基本稳定在码元中心位置。如果同步时钟不跟随码元相位的变化进行调整，则采样点必然相对于码元滑动，当向前或向后偏移半个码元周期时，采样值就出现错误。

如图10，恢复出的同步时钟与码元完全同步时，数据跳变沿的发生时刻与前一采样时刻的距离（D）等于二分之一码元宽度（M）。在同步时钟与码元相对偏移时，则有D≠M。若D>M，同步时钟超前，就要将下一采样时刻滞后；若D7.2.1.3位同步的实现

根据MSP430有两个16位捕获/定时器Timer A和Timer B，可进行定时计数和脉宽捕获等功能。利用Timer A定时计数模式来确定采样间隔；利用Timer B捕获跳变沿来调整同步时钟，即调整采样间隔。

定时器的时钟源选择为系统时钟8MHz。假设在码元速率为1Kbps时，由于曼彻斯用2位码来表示1位自然二进制，所以曼彻斯的码元宽度为0.5ms。那么对曼彻斯的采样频率应该为2KHz，则Timer A的定时计数器的初始化计数值为

                                   (1)

当同步时钟与码元完全同步时，如图8，捕获中断Timer B的捕获值应为

                                 (2)

当时，如图11，则同步时钟超前，需要增大TACCR0的值，即，以使得下一个采样时刻能够错后。

图11 同步时钟超超前

当时，如图12，则同步时钟滞后，需要减小TACCR0的值，即，以使得下一个采样时刻能够提前。

图12 同步时钟滞后

在上式中的 △ 称为数据速率的误差容限值（DataRate Tolerance），如果设置的这个容限值太高（即：时钟调整的步进值过大），就会导致同步时钟的频率不能稳定；反之这个容限值太小（即：时钟调整的步进值过小），同步时钟就不能跟踪上码元的变化；只有这个容限值合适，同步时钟产生的采样点就会逐渐收敛到接收码元的中心位置，实现同步跟踪。根据对噪声和频偏的估计，

                                                (3)

根据这个公式计算 △ 的值

当，时采样点基本位于码元中心，此时

                                      (4)

在本系统中，在位同步完成捕获（上升沿）后，可先使用Timer A定时将第一次采样时刻设置在码元的（中心）处。这样有助于系统由捕捉态快速进入跟踪态，提高系统的适应能力。

判断同步的标准可以设定为采样时钟在码元中心左右（为位同步跟踪误差）时，可以认为位同步，否则是没有完成位同步，需要重新捕获和跟踪。的取值根据系统对同步跟踪的误差要求，如果太小，则对同步跟踪的要求条件很严格，同步的时钟需要多次调整，如果太大，则会引起同步时钟的抖动过大。根据数据传输速率和实验测试情况，的取值

                                           (5)

图13 位同步判定

时钟调整并不是捕获到每一次跳变沿都要进行时钟调整。实际测试证明每接收8bit进行一次位同步是可以保持较好的同步状态的。设置一个位同步计数器SCOUNT。每完成一次位同步，SCOUNT加1；每丢失一次位同步则SCOUNT减1。如果连续完成8次位同步，则进入同步跟踪状态。如果0图 13 位同步的状态转换图

因为接收信号为曼彻斯，则只需要对发生在原码元的跳变进行时钟调整。发生在其他地方的跳变沿不予采用，这个过程可以通过判别采样时刻到该跳变沿之间的时间长度D，和曼彻斯码元宽度M之间的关系来识别。如果D>M则该跳变沿不是发生在原码元中间，反之则是发生在原码元中间。

如上文所述，在单片机时钟频率为8MHz，码率为1Kbps时，曼彻斯的采样时钟频率为2KHz，脉冲宽度为500ms。如果位同步，则采样时刻到曼彻斯的中心跳变沿时间长度应为250ms，即TB的计数值CCR0为脉冲宽度的一半。

                              (6)

图14给出实验中捕获中断读出的TB_CCR0的值。从图中可以看出，同步时钟的采样点逐渐收敛于码元中心，并在以后的接收中实现了跟踪，完成了良好的同步。同步跟踪的瞬时最大误差

                                          (7)

图14 位同步跟踪的误差分析

7.2.2数据帧格式

7.2.2.1数据帧格式

本系统的数据传输格式为[8]：

同步时钟，即两个字节0xFF经过曼彻斯特编码后，输出波形为16个方波，便于进行码元速率（波特率）的测量和位同步的捕获。同步头采用七位巴克码，即11110010，作为帧同步标志。ID号在多点通信中由于标识接收机的序号。数据包包含要传输的信息，采用定长数据包格式10个字节。校验字节是16位CRC校验码，用于检测是否发生差错。这里还设置了结束标志“@@”，以标识数据传输完毕。

接收端采用帧同步码的移位法来寻找帧同步信号。其实现方法为：在单片机里设置16bit移位寄存器，帧同步状态位SYNC_FLAG，标志系统的同步状态。单片机最开始将接收的码元移入SYNC寄存器，并且判断是否是同步头0xF2。如果不是继续移入下一位码元。如果是同步头则令帧同步状态位SYNC_FLAG为1，并且以此为起点，将接收到的码元，按每16位（一个字节经过曼彻斯特编码后变为两个字节）存入接收缓存中，直到接收到结束标志“@@”。

数据接收完成后，对其进行曼彻斯特解码，解码方法如上文所述。将本次接收的数据进行CRC校验，并与接收的CRC校验字进行比较，如果一致则输出到LCD显示，如果不一样则丢弃这一帧。在接收新的数据之前，复位相关的寄存器和标志位，为下一次接收做准备。

7.2.2.2帧同步

在数字信息传输中，帧同步信号是一些特定的码组，这种帧同步码组通常是在某段时间集中插入信息码流。考虑到时间位置的确定，要在建立了各码元的正确时间关系后才有能实现，所以帧同步一般是在位同步的基础上实现。

帧同步的方法主要有集中插入法和分集插入法。本系统接收机使用的是集中插入特殊码元的帧同步方法。集中插入就是把特殊的帧同步码组集中插在一帧的特定位置（一般是一帧的开始）。接收端一旦检测到这个特定码组就确定了帧的起始位置，从而获得帧同步。此种方法可以迅速纠正帧失步，即一旦帧失步，只要在下一帧同步码就能恢复帧同步。 

帧同步对系统的要求：

1．同步的捕捉（同步建立）时间要短， 

2. 在一定的同步引入时间要求下，帧同步信号占用的码组长度应越短越好。

3. 同步系统的工作要稳定可靠，一旦建立同步状态后，系统不应因信道的正常误码而失步，即帧同步系统应具有一定的抗干扰能力，能识别假失步和避免伪同步。

数字信号在传输过程中总会出现误码而影响同步。一种是由信道噪声等原因引起的随机误码。此类误码造成帧同步码的丢失往往是一种假失步现象。因此，一般规定帧同步信号丢失的时间超过一定限度时，才宣布帧同步态丢失，然后开始新的同步搜索（捕捉态）。这段时间称作前方保护时间。然而，无论选用何种帧同步码型，信息码流中都有可能出现与帧同步码图案相同的码组，即伪同步码。所以也不能一经发现符合帧同步码组的信号就进入同步态。只有当帧同步信号连续来了几帧或一段时间后，同步系统才可发出指令进入同步态，这段时间成为后方保护时间。

第8章  测试平台及系统测试

本系统测试主要包括两个测试，一是基于理想信道，直通传输研究数据通信物理层与数据链路层是否可行，一个是基于无线信道。测试

    1．基于理想信道的通信测试

    发送的文本信息：www.scuec.edu.cn

    收到的文本信息：www.scuec.edu.cn

    结论：从收发情况看，系统的数据链路可行，可完成数据传输和相应的处理。

    测试原理框图如图18，实物联机图如图19。待发送信息来自PC机的串口，经过发送端单片机进行编码后，通过连接线送人接收端单片机进行解码。通过两端的LCD显示观察收发是否一致，也可以通过串口送入PC做进一步处理。

图 18基于理想信道的通信测试框图

图 19 基于理想信道的通信测试的实物联机图

2．基于实际无线信道的通信测试

测试情况如表2

表2基于实际无线信道的通信测试

图20 接收端原理框图

【要求】

论文上交份数：（论文正文及管理文档）纸质各两份 + 电子文档

论文保存格式：（学生学号）_（论文页数）_（指导老师姓名）.doc

例：03073052_22_钟志友.Doc

【友情提醒】

在书写毕业论文时，最好是先将文章的提纲设置完整（包括字体、字号、标题级别等），再在相应的位置添加正文，最后再生成全文的目录。

图21  基于实际无线信道的通信测试的发送端联机图

图 22 发送天线（偶极子天线）

由图21、图22可以看出，发送端硬件主要由高频功率放大器、锁相环频率合成器、天线、MSP430FG4618单片机系统及电源等模块组成。

图23  基于实际无线信道的通信测试接收端端联机图

图24 接收天线（环天线）

从图24、图25可以看出，接收端硬件主要由超外差接收机、音频功率放大器、接收天线、MSP430单片机系统以及电源等主要模块组成。

图 25基于实际无线信道的通信测试结果

    图25是该系统测试的结果，收发两端数据一致，未发现有无码，数据链路可行，可以进行短波无线通信；且人机界面良好，易于观察收发情况，便于调试。

    实验发现，不发送信息时，在接收端也会接收到幅度比较大的噪声信号，容易会引起单片机误判为有信息要传输；且先发送出来的信息，在接收端解调出来时信噪比很差，直到较多信息发过来以后，信噪比会比较高。因而，我们在发送信息数据之前，在一定时间内发送0xFF(没有意义，也不影响数据接收)，经过曼彻斯特编码后即为连续的方波，然后再发送信息数据。这样在接收端解调出来的波形上叠加的噪声还小，且单片机可以正确无误的完成数据接收和处理。

在与上面测试相同的测试条件下，将待发送的文本信息改为发送一篇英文文章（文章名为Tina，见附录），文章含空格共有318个字节。经过该通信系统，在接收端未发现误码，即接收到的信息与发送的信息完全一致。由此可见该通信系统具有较高的可靠性。

第9章  总结

致 谢

本毕业设计能够顺利完成，离不开飞思卡尔智能车实验室的尹建新老师给我的大力支持。他不仅给我提供实验室环境、实验设备和系统平台，还在电路设计方面给了我很多的指导和建议，在此对尹建新老师表示深深的感谢。

在进行硬件电路设计与制作时，饶文贵老师给予了我很大的帮助。在整个设计与制作的过程中，我向饶老师请教了很多问题，他总会很耐心的给予细致的讲解。还有在本设计报告的撰写过程中，饶老师多次帮我参阅，指出其中写得不好的地方，并提出修改意见。在此向饶老师致以最衷心的感谢。

在软件编程和算法处理方面，陈琨老师给我讲解了很多相关的内容，给予了我很大的帮助。在此也谢谢陈老师。

最后还要感谢在制作毕业设计过程中帮助过我的其他老师和同学们，正是有了你们的帮助和支持，我才能顺利完成本毕业设计。

                                                        吴  嘉

                                                       2010年5月20日

参考文献

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附录