MP DC-DC

多相DC/DC 变换器具有效率更高、体积更小以及电容纹波电流更低的优点，本文结合

凌特公司LT3782的设计应用，阐述了多相操作技术如何带给升压型DC/DC 变换器设

计性能上的提升。

DC/DC 变换器的多相操作技术是为提升大功率降压型DC/DC 变换器的电源性能而开

发的。与单相DC/DC 变换器相比，多相DC/DC 变换器具有效率更高、体积更小以

及电容纹波电流更低的优点。更高的有效开关频率以及相位纹波电流能显著减少滤波

电容的尺寸和成本并降低输出纹波，同时还允许使用更小更薄的电感。

基于这些性能上的优点，多相操作技术最初应用在降压型开关DC/DC 变换器中，这

些变换器为高端微处理器供电并对其超低内核电压进行稳压，支持的负载电流范围为

40A 至100A 。但是大功率升压型DC/DC 变换电路仍继续使用基于大体积元件且效率

低下的单相技术。简而言之，升压型变换器并没有得到多相操作带来的好处。

不过，凌特公司最近推出的产品现在可使升压型DC/DC 变换也能从多相操作技术中

受益。多相操作技术的主要好处有：

1． 电感峰值电流更低，允许使用更小、更薄且更廉价的电感；

2． 输出纹波电流大大降低，尽量减少了对输出电容值的要求；

3． 输出纹波的频率更高，能简化低噪声应用的滤波环节；

4． 输入纹波电流减少，降低了输入引脚(V IN )上的噪声。

更小、更薄、更廉价的电感和电容

在两相升压型变换器中，相位间隔180度。这种两相

操作能加倍输出纹波的频率，并降低输出纹波电流的峰

－峰值，尽可能减少了对输出电容的要求，而这又使滤

除开关频率纹波和噪声变得更加容易。

此外，两相操作允许每个输出通道在两个电感上平分总

的输出电流，从而显著降低所需电感的高度。

相反，单相升压型变换器使用一个电感提供输出电流，

这对高输出功率的设计来说，单相升压型变换器将依赖

于体积庞大的电感，并会碰到电源不愿遇到的发热问

题。

将单相电源与四相电源上使用的电感和电容的尺寸进

行对比，四相电源上的器件最明显的优点是高度减小，

不仅小电感更薄，而且它们的组合直流电阻值也更小，

因而可改善效率；另一个优点是小型化元件的成本更

低。

当占空比为50%(1-V IN /V OUT =0.5)或输出电压等于输入电压的二倍时，输入与输出电容的容值下降得最多。如图1和图2所示，当占空比为50%时，输出均方根纹波电流和输入峰-

峰值电流减小到近似为零。然而与单相操作相比，纹波电流的减少在很宽的占空比(或输入

与输出电压比值)范围内都很明显。这对于空间紧张的电路板、负载点稳压器以及便携式设

备(需要使用外形低矮、尺寸较小的元件)而言，是再好不过了。 输入和输出电容的选择

由于输入电流是连续的，升压型电路中输入纹波电流非常小，采用两相操作可以进一步简化纹波电路。图2显示的是纹波电流。需要注意的是，该纹波电流通过公式：

I nom =V IN /L×f s 进行了归一化。另外还要注意，均方根纹波电流被定义成近似等于峰-峰值纹波电流的29%。

> 图1：多相升压型变换器的输出均方 根纹波电流在占空比为50％时几乎为零。 图2：多相升压型变换器通过减少 输入纹波电流来减小输入电容值。

> 图3：200W 两相升压型电源的方案简洁， 并能使用小而薄的电感及电容。

如图1所示，两相升压型电路的输出纹波电流在占空比等于50%时几乎为零，这使输出电容的数量大大减少，电容体积也大大缩小。

易于使用

从图1和图2可以看出，在两相升压型DC/DC变换器的设计中很容易确定合适的输入及输出电容值。例如，对于给定的V IN和V OUT，可以计算出占空比，然后从图1得出输出均方根纹波电流。在选择好额定均方根纹波电流足够大的输出电容之后，如果选的是电解电容、钽电容、高分子有机半导体固体电解电容(POSCAP)或

者特种聚合物电容(SP CAP)，则还必须考虑等效串联电阻(ESR)如果已知所需的输出纹波电压规范、△V 。

OUT

(以均方根值表示)以及计算得到的均方根纹波电流△I OUT，则可简单地根据不等式ESR≤△V OUT/△I OUT估算出输出电容值。

效率为96%的20W至200W升压

型DC/DC变换器

采用单相变换器方案设计大功率

升压型变换器需要使用体积庞大

的电感、数量众多的输入和输出电容以及大功率MOSFET，还需要花费大量的精力尽量减少热应力。由于有大纹波电流流过功率元件，比如MOSFET、二极管和传感电阻，所以效率也会有损失。如果采用一个多相升压型控制器，如LT3782，所有这些问题都迎刃而解。这种两相升压型同步控制器可以用来设计外形低矮、效率高且占用PCB面积小的20W至200W的电源。

凭借10V的栅极驱动电压和4A的峰值驱动电流，LT3782 能够通过驱动工业级MOSFET和标准MOSFET提供高输出功率。此外，LT3782是一款电流模式DC/DC控制器，其高开关频率(每相高达500kHz)降低了对系统滤波电容和

电感的要求(见图3)。

用于高效率和高输出功率应用的同步整流开关图4：LT3782两相升压

型控制器能高效率地提供高输出功率。

>

图5：50V、4A两相升压型

DC/DC变换器演示板(顶视图)。

对于高输出电压的应用，因为占空比很大，所以二极管上的功率损耗相对较小。如果需要考虑二极

管的功率损耗和发热，LT3782提供PWM 信号驱动外部同步整流MOSFET 。为避免开关的交叉传

导，LT3782在驱动信号里加入100ns 的延迟。而且，如果需要更大的延迟，可以用一个简单的电

阻分压电路调节延迟时间。 在图3中，采用LT3782的设计在输出功率为200W 时仍可提供很高的效率。LT3782的功率损耗不到10%，并以高达96%的效率在负载电流达4A 的情况下将24V 的输入电压变换到50V ，如图4所示。图5和图6显示，该200W 电源装配在尺寸为5cm×2.5cm 的PCB 上时的占位情况。

本文小结

大功率升压型变换器现也可从多相操作中获得好处，因此，采用LT3782两相升压型控制器可设计一个相比传统单相变换器需要更少电容的结构紧凑、外形低矮的200W 电源电路，而且过程和设计传统单相升压型变换器一样简单。

图6：50V 、4A 两相升压型 DC/DC 变换器演示板(底视图)。

多相PWM 控制DC/DC 变换器(图)

概述

近年来，随着一些高性能CPU的出现，如Pentium 4、Athlon等，需要输出电压更小，更大电流的DC/DC

变换器，对热性能、EMI及负载瞬变应答(Load Transient)的要求也不断提高。传统的单相DC/DC变换器日

益显示出局限性。多相DC/DC变换器以其独特的性能，为高性能CPU电源的解决方案开辟的一条新路。

为什么要采用多相PWM控制

我们以2相PWM控制为例，介绍什么是多相PWM控制（图1）。相对于普通的单相PWM控制，多相PWM控

制DC/DC变换器多增加了1个或多个变换器，而且每个变换器的相位相对有一定的间隔。如2相PWM控制的

2个变换器ON/OFF相对间隔为180°（图2），3相PWM控制的3个变换器ON/OFF相对间隔为120°，依此类

推。各个变换器交叉依次开或闭。

图1：2相PWM控制DC/DC变换器示意图

与传统的单相DC/DC变换器相比，多相PWM控制DC/DC变换器具有以下的几个优点：

（1） 多相PWM控制器将功率平均分配到各个变换通道中，避免开关管、整流管、输出电感等器件过

于疲劳，发热过于集中。

（2） 由于各个变换通道交叉开闭，电流相互叠加，大大减少了输入、输出电流纹波，减小了电磁干

扰EMI。电流纹波的减少，使传统的昂贵的、不易安装的电解电容器可以采用小型的贴片陶瓷电容来代替。

参看图2中输出电流纹波的示意图，2个通道的IL纹波电流相互叠加，结果使输出电容上承受的纹波电流

减小。

图2:相PWM的控制脉冲及输出电流纹波

图3：单相PWM与2相PWM的输入电流对比

图4：单相PWM与2相PWM的效率曲线对比

图5：产生2相PWM控制脉冲

（3） 滤波电容、FET的On Loss、铜箔损耗与输入电流有效值Iin(rms)2成正比，多相PWM控制使输入电流有效值减小（见图3），可以证明Iin(rms)-2＜Iin(rms)-1，提高了效率。另外，这种电流平均分配于各通道中的结构，使大电流输出时效率曲线不下降，更适合于大电流输出（见图4）。

（4） 由于各相中承担的电流变小， 可以采用更为小型的输出电感， 因为电感有着阻碍电流变化的特性，输出电感的小型化使负载瞬变应答特性大大提高。而且从2次侧看来，开关频率相当于n×fsw（n 为相数、fsw为每一相的开关频率)，这也有助于高速负载瞬变应答。

如何构筑一个多相PWM控制型DC/DC变换器

我们已经在图1中给出了利用现成IC构筑一个多相PWM控制DC/DC变换器的示意图。IC的FB端子检测输出电压，它与一个电压基准成为IC内部误差放大器的输入，并与PWM比较器，驱动器DRIVER，MOSFET组成一个稳压控制闭环电路。我们可以通过改变IC的VID0～VID4端子的二进制编码(00000～11111)，来改变电压基准，从而改变输出电压。利用INTERSIL公司的2相控制IC HIP6302，电压的输出范围为1.100～1.850V。

另外保证多相PWM控制DC/DC变换器的各个变换通道的输出电流均衡，是能否实现其独特优点的关键。OFF期间继流电流通过同步整流管FET，产生一个电压降为Rds(on)×IL，IC的ISEN1端检测出的电流值为Rds(on)×IL1/Rsen，ISEN2端检测出的电流为Rds(on)×IL2/Rsen。IC的内部电路将两者进行平均，并与其各自进行比较，假设通道一的电流在某一时刻比通道二的大，比较的差值信号通过一个比较器，使通道一的脉冲宽度变小，反之使之变大。形成一个闭环控制，达到各个变换通道的输出电流均衡的效果。

根据上面所述我们在选用同步整流FET时，应当选用完全相同的Q12，Q22，以保证其Rds(on)相同，若某一方的Rds(on)偏大，这个通道通过的电流将会较小，导致输出电流失衡。

图6：利用JK触发器产生2相PWM控制脉冲

下面再来研究一下如何利用一个普通的PWM控制IC， 产生交叉ON/OFF的2相PWM控制脉冲。所需器件有一个JK触发器， 2个与非门，2个反向驱动器。接线图见图6。设控制IC的输出脉冲频率为fsw，将可以产生2个频率为fsw/2， 相位相对间隔180°的2相PWM驱动信号。各处的脉冲波形见图5。这是产生2相PWM

控制信号的基本方法之一。

多相PWM控制IC的介绍

随着电源输出电压变小，输出电流容量增大，以及对其小型化、高功率密度、低EMI、快速负载瞬变应答等要求的不断提高，电源设计者们不断地思考更加合适的电路解决方案，多相PWM控制就是其中之一。相应的各种控制IC也得到了开发和应用，除了上述的INTERSIL公司的HIP6302之外，LINEAR公司的LTC1628，ANALOG DEVICE公司的ADP3160也提供2相PWM控制。此外National Semiconductor公司的LM2639等可提供4相PWM控制。

多相供电带来的好处

与传统的同步单相供电相比，多相DC-DC 控制器具有明显的优势，包括：电流输可达到100A 以上(单相可达25A)；工作电压低，可以到0.8V；输出电压的等效频率是原来的n倍(n是多相电源的并联相数)，同时由于等效频率的提高，系统的单位增益带宽可以提高到原来的n倍，负载的瞬态响应可以到50A/us。

上图就是典型的单相供电电路，我们可以看到整个转换电路由三部分级成：输入、转换和输出。输入和输出部分由扼流线圈及电容组成滤波电路，用于储能和滤波。转换部分由PWM控制器和场效应管(MOSEFET)组成。PWM控制器发出脉冲信号后，MOSFET1和MOSFET2将轮流将直流电压变为脉冲，通过控制脉冲宽度或周期就可以确定电压的高低以达到变压的目的。

上图是三相供电电路，与单相供电相比增加了两对MOSFET管和两个电感线圈。看到这里朋友们应该知道如果简单判断供模块的供电回路的数量了，只需要数一下有几个输出阻抗电感线圈或几组MOSFET管就可以了。另外，个别主板在设计时为减轻MOSFET管的负荷会选择三个MOSFET管为一组(将低压部分的MOSFET设为两个)以保证供电的稳定。当然多相供电也有一定的缺点，在成本上，三相总是大一些。对设计的要求也更高一些。而且一般说来元器件越多越不利散热，出现故障的概率越大，相互之间的干扰也较高，所以大家在选择主板时除了考虑到供电的“相数”，主板厂商元器件的用料同样很重要，如果供电部分的元器件用料较差的话，实际的效果也许还不如低“相数”设计方案。

用多相DC-DC转换器驱动高性能ASIC和微处理器

鲁维德

本文主要介绍驱动高性能ASIC和微处理器的多相DC-DC转换器设计方案及应用。

多相DC-DC转换器引出

当今的高性能ASIC和微处理器己广泛应用工控、通信航天等各个领域。但由于它的功率消耗较高，有时高达150W甚至超过，对于1V至1.5V的电源电压，这些器件所需的电流很容易超出100A。从而引起设备体积与重量大以及应用上一系列麻烦。为此，如何解决这些器件供电方案，是设计人员面临的新问题。

而采用多相DC-DC转换器供电不乏为是一种新型高效供电技术，为什么呢？这是因为可以应用可裁减电源控制器芯片，来设计出多相DC-DC转换器，而控制器芯片上基于PLL(锁相环电路)的时钟发生器使多个器件(高性能ASIC和微处理器)能够同步工作，其裁减架构又可允许几个控制器并联且

同步工作。据此就对多相DC-DC转换器设计方案(拓扑、输入纹波电流、输出纹波电压、MOSFET、电感的选择、散热等设计)及设计实例作一介绍。

多相拓扑优势

通常比较熟悉的单相降压调节器(转换器)其功率虽然并没有严格的，但是当负载电流上升至20A至30A以上时，则单相buck调节器就显得力不从心了，而多相转换器将具备明显的优势。这些优势包括：输入纹波电流很低，输入电容数量较少；由于输出纹波频率的等效倍增，使输出纹波电压也降低了；由于损耗分布在更多元件中，元件的温度也有所降低；并且外部元件的高度也降低了。

而多相转换器实质上是多路降压调节器并联工作，即它们的开关动作保持同步，它们之间的相位差为360／n度，其中n等于相数。虽然buck调节器的并联使输出调节变得稍微复杂了一点，但这个问题很容易利用电流模式的控制器得到解决，因为这种控制器除了能调节输出电压外还能调节每个电感中的电流。

输入纹波电流

在选择输入电容时，面临的关键问题是输入纹波电流的处理。多相拓扑的采用使输入纹波电流大幅度降低了，使每相的输入电容只需处理更加低幅度的输人电流脉冲。另外，相位偏离也增加了电流波形的等效占空比，因而产生更低的RMS(均方根)纹波电流。表1列出的纹波电流值说明了纹波电流的降低(从单相的31.6A到8相的11.2A)和输入电容的节省情况(从单相的11只到8相的4只)。

高K电介质的陶瓷电容不但具有很高纹波电流处理的能力并可使PCB(印制电路扳)面积很小。如，1812型外形的陶瓷电容每个的额定纹波电流高达2A至3A。对于要求成本较低的设计，则电解电容是很好的选择。

降低输出纹波电压

对ASIC和微处理器内核电源供电，通常要求电压精度应<2%。对于一个1.2V电源，这相当于多相转换器输出电压的误差范围为±25mV或称±25mV的输出电压窗口。而应用有源电压定位的技术可以充分利用这个输出电压窗口，即轻载时，转换器将输出电压调节到该窗口的中点以上，重载时，则将输出电压调节到窗口的中点以下。对于±25mV窗口，在轻载(重载)下将输出调节在窗口的高端(低端)，那么整个输出电压窗口就可被用于响应上升(下降)阶跃负载的变化。

大幅度的负载电流阶跃要求输出电容具有极低的ESR(等效串联电阻)以减小瞬态电压，同时还要求输出电容具有足够大的容量，以便负载向下跳变时吸收存储在主电感中的能量。有机聚合物电容比钽电容有更低的ESR，而聚合物电容具有最低的ESR和很高的容量，陶瓷电容具有出色的高频特性，但每个器件(ASIC和微处理器)的容量只是钽或聚合物电容的二分之一到四分之一。

低侧MOSFET应并联使用

一个12V到1.2V的转换器要求低侧MOSFET在90%的时间内导通；在此情况下导通损耗远高于开关损耗，由于这个原因，常常将二或三只MOSFET并联使用。多个MOSFET并联工作有效降低了漏源极导通电阻RDS(ON)，因而降低了导通损耗。当MOSFET被关闭时，电感电流继续通过MOSFET的体二极管流通。在此条件下，MOSFET的漏极电压基本上为零，大幅度降低了开关损耗。表1给出了几种多相配置的损耗情况(从单相的6W到8相的1W)。注意低侧MOSFET的总损耗随着相数的增多而降低了(从单相的18W到8相的8W)，因而降低了MOSFET的温升。

高侧MOSFET选择

占空比为10%时，高侧MOSFET的开关损耗远大于导通损耗。因为高侧MOSFET只在很少的时间内导通，所以导通损耗不太明显。这样，降低开关损耗比降低导通电阻更为重要。在开关过程中(tON 和tOFF)需要承受一定的电压和传输电流，这个电压与电流的乘积决定了MOSFET的峰值功率损耗；因此开关时间越短功率损耗越小。在选择高侧MOSFET时，应选择具有较低栅极电荷和较低栅漏电容的器件，这两项指标比低导通电阻更为重要。从表1可以看出，MOSFET的总损耗随着相数的增多而降低(从单相的4.4W到8相的1.76W)。

电感的选择电感值决定了纹波电流的峰—峰值。纹波电流通常用最大直流输出电流的百分比表示。对于大多数应用，可以选择纹波电流为最大直流输出的20%到40%。ASIC和微处理器的内核电压较低时，电感电流的衰减速度不如上升速度快。当负载降低时，输出电容会被充入过量电荷，造成过压现象。如果选用数值较小的电感容转移的电感储能较少，引起的浪涌电压较低。

散热设计

表1给出了使用不同相数时对于散热要求的一个估计。在一个提供100LFM至200LFM的强制对流冷却系统中，单相设计需要采用相当大的散热器来获得0.6℃／W的热阻。而在四相设计中热阻可以增大到2℃／w。这个热阻无须散热器和100LFM至200LFM的气流就容易实现。

设计实例

图1是用芯片MAX5038控制器配置成的一个四相DC—DC转换器。MAX5038主控制器的远端电压检测器引脚(VSP与VSN)用于检测输出电压，其输出信号(DIFF)同时作为主／从控制器EAN端的输入以实现主／从控制器并联工作。MAX5038主控制器输出(CLKOUT)还为另一个MAX5038从控制器提供一个时钟输入(CLKIN)。将PHASE引脚浮空，使从控制器的内部时钟与CLKIN信号产生90°相移。通过设置合适的增益，误差放大器(V ERROR AM)P还可实现有源电压定位功能。若采用精密电阻设置增益则可以确保精确的负载均衡的精度。误差放大器的输出(EAOUT)决定了各相的负载电流。每个电流环可通过CLPl和CLP2引脚进行补偿，经过适当补偿，可以在大多数输入和负载情况下提供非常稳定的输出。

图1中，VAP为电压信号“+”，VAN为电压信号“-”，PLL RAMP GEN为锁相电路斜波时钟发生器，DIFF为差分信号，ISENSE为电流检测器，IERROR AMP为电流误差放大器，VERROR AMP为电压误差放大器，COUT输出电容 VOUT输出电压。

主控制器执行电压遥测(检测)功能和时钟产生功能，从控制器扩展输出电流并与主控制器同步工作。

结论

用芯片MAX5038控制器设计的多相同步DC—DC转换器能够有效地驱动工作在IV至1.5V、消耗电流100A甚至更高的ASIC或处理器。它们解决了供电系统上的很多基本问题，包括电容器纹波电流，MOSFET功耗，瞬态响应，以及输出电压纹波等等，应该说此方案是一种新型高效技术。

电源回路是主板中的一个重要组成部分，其作用是对主机电源输送过来的电流进行电压的转换，将电压变换至CPU所能接受的内核电压值，使CPU正常工作，以及对主机电源输送过来的电流进行整形和过滤，滤除各种杂波和干扰信号以保证电脑的稳定工作。电源回路的主要部分一般都位于主板CPU插槽附近。

电源回路依其工作原理可分为线性电源供电方式和开关电源供电方式。

1.线性电源供电方式

这是好多年以前的主板供电方式，它是通过改变晶体管的导通程度来实现的，晶体管相当于一个可变电阻，串接在供电回路中。由于可变电阻与负载流过相同的电流，因此要消耗掉大量的能量并导致升温，电压转换效率低。尤其是在需要大电流的供电电路中线性电源无法使用。目前这种供电方式早已经被淘汰掉了。

1.开关电源供电方式这是目前广泛采用的供电方式，PWM控制器IC芯片提供脉宽调制，并发出脉冲信号，使得场效应管MOSFET1与MOSFET2轮流导通。扼流圈L0与L1是作为储能电感使用并与相接的电容组成LC滤波电路。

其工作原理是这样的：当负载两端的电压VCORE（如CPU需要的电压）要降低时，通过MOSFET场效应管的开关作用，外部电源对电感进行充电并达到所需的额定电压。当负载两端的电压升高时，通过MOSFET场效应管的开关作用，外部电源供电断开，电感释放出刚才充入的能量，这时的电感就变成了电源继续对负载供电。随着电感上存储能量的消耗，负载两端的电压开始逐渐降低，外部电源通过MOSFET场效应管的开关作用又要充电。依此类推在不断地充电和放电的过程中就行成了一种稳定的电压，永远使负载两端的电压不会升高也不会降低，这就是开关电源的最大优势。还有就是由于MOSFET场效应管工作在开关状态，导通时的内阻和截止时的漏电流都较小，所以自身耗电量很小，避免了线性电源串接在电路中的电阻部分消耗大量能量的问题。这也就是所谓的“单相电源回路”的工作原理。

单相供电一般可以提供最大25A的电流，而现今常用的CPU早已超过了这个数字，P4处理器功率可以达到70-80瓦，工作电流甚至达到50A，单相供电无法提供足够可靠的动力，所以现在主板的供电电路设计都采用了两相甚至多相的设计。（如图2）就是一个两相供电的示意图，很容易看懂，就是两个单相电路的并联，因此它可以提供双倍的电流供给，理论上可以绰绰有余地满足目前CPU的需要了。但上述只是纯理论，实际情况还要添加很多因素，如开关元件性能，导体的电阻，都是影响Vcore的要素。实际应用中存在供电部分的效率问题，电能不会100%转换，一般情况下消耗的电能都转化为热量散发出来，所以我们常见的任何稳压电源总是电器中最热的部分。要注意的是，温度越高代表其效率越低。这样一来，如果电路的转换效率不是很高，那么采用两相供电的电路就可能无法满足CPU的需要，所以又出现了三相甚至更多相供电电路。但是，这也带来了主板布线复杂化，如果此时布线设计如果不很合理，就会影响高频工作的稳定性等一系列问题。目前在市面上见到的主流主板产品有很多采用三相供电电路，虽然可以供给CPU足够动力，但由于电路设计的不足使主板在极端情况下的稳定性一定程度上受到了，如要解决这个问题必然会在电路设计布线方面下更大的力气，而成本也随之上升了。

电源回路采用多相供电的原因是为了提供更平稳的电流，从控制芯片PWM发出来的是那种脉冲方波信号，经过LC震荡回路整形为类似直流的电流，方波的高电位时间很短，相越多，整形出来的准直流电越接近直流。

电源回路对电脑的性能发挥以及工作的稳定性起着非常重要的作用，是主板的一个重要的性能参数。在选购时应该选择主流大厂设计精良，用料充足的产品。

多相DC-DC主板电源控制器的设计

作者：郭国勇，石秉学来源：时间：2006-10-18 3:39:51 阅读次数：135 阅读等级：需要积分：0

2

采用1.2um BiCMOS工艺设制了多相控制器电路。测试结果表明，该控制器符合Intel公司为P4处理器电源制定的VRM9.0标准。

关键词：BiCMOS；多相；DC-DC；平均电流共享

引言

与传统的同步单相降压型电源相比，多相DC-DC 控制器有其独特的优势，包括：输出电流大，可以达到100A；工作电压低，最低可以到0.8V；输出电压的等效频率是原来的n倍(n是多相电源的并联相数)，同时由于等效频率的提高，系统的单位增益带宽可以提高到原来的n倍，负载的瞬态响应可以到50A/us。

多相DC-DC控制器需要精确的电流共享机制，以保证各相电流的平衡，防止其中某一相电路在大的电流应力下无法正常工作。如果没有电流共享，即使电路中某处元器件值或者寄生参数有稍微的不平衡，也可能导致各相电流有显著的区别。本文提出的芯片中，成功应用了平均电流共享方法。在平均电流共享中，取所有相的电流的平均值作为参考电流，并使各相电流随着平均值变化，以达到电流均衡。本文提出了一种新的多相PWM DC-DC控制器，通过平均分配功耗和电流，可以为负载提供更大的电流。控制器的优点还包括为处理器提供了从1.1～1.85V、变化步长为25mV的VID 可编程电压。

该控制器的设计难点包括电流检测，电流环路的稳定性，多相控制信号的分配等，将在下面作详细说明。

电压环路和平均电流共享环路

图1 所示是电压环路和电流共享控制环路，为简单起见，用两相电路表示。电压环路和电流环路均用于精确控制输出电压值和各相电感电流的值I及I。电压环路包括误差放大器、比较器及功率级，平均电流共享包含在每个电压环

12

路中，并假设电流共享的参数是相等的。

图1电压环路和电流共享控制环路

电压环路的稳定性已经在一些文献中讨论过，这里不再赘述。对平均电流共享来说，两相电流的平均值作为参考电流，并与各相电流相比较，电流差用来调节各相电流的不平衡，从而各相电流随着平均电流的变化而变化。

如果没有电流共享，各个电压环路中任何参数(如电感、电感寄生电阻、功率管导通电阻、锯齿波的峰值等) 微小的偏差，均可能导致各相电感电流有显著的差别。

电流环路的稳定性以及电流环路如何影响电压环路的稳定问题，是多相控制器设计的一个技术难点。关于这个问题，下一节中还有详细的讨论。

多相控制器设计的关键及解决方法

如何有效地运用多相控制器，有几个关键的问题需要解决。这些问题和解决的方法如下：

电流检测和电流共享

负载电流平均分配到各相电源中是相当重要的。不幸的是，实际中主板上元器件的寄生参数不同，各相与负载连接的距离不一样，以及其他非理想因素，均可能引起电流共享的不平衡。

精确检测各相电流是电流共享的前提条件。传统的检测方法是在电流通路上插入一个电阻，即串联一个小的精确电阻到电感上，通过测量电阻上的电压来表征电流。上述方法最大的缺点是，在负载需要大电流的时候，电阻上消耗的能量较大，导致系统的效率较低。图2 提出了一种新的电流检测方法，检测电阻与下级功率管并联，由于ISEN 点电压虚地(即电压近似为0)，当下级功率管导通的时候，如果检测电流，则检测电阻上的电流与电感电流成正比。假设功率管的导通电阻R为4毫欧，检测电阻R为2千欧，负载电流I为50A，则检测电流I可以表示为：dson isen isen

图2电流检测原理图

与传统的检测方法相比较，功耗大约是原来的百万分之二，极大地降低了电流检测的功耗。

环路(包括运算放大器、电阻R、R、MOS管M和M及电流镜)用来保证ISEN点的虚地。在电流检测模块中有两

1212

个问题需要注意：一是运算放大器的失调电压对ISEN 的虚地电压有很大的影响，采用稳波斩零或者加大运算放大器的输入管及负载管的W 和L，均可以减小失调电压。二是环路的稳定性，要保持足够的增益裕度，以保证环路能稳定地工作。

电流共享如图3 所示，其中I 某相表示某一相的检测电流，I 平均表示各相检测电流的平均值，I 某相与I 平均

的差送到开关电容网络。开关电容网络提供了一个零点和极点，属于低通滤波网络，可以滤除电流差信号中不想要的高

频开关信号。网络中的参数k ，G，C，C需要放在整个电压环路中，用MATLAB工具Simulink 来确定。

12

图3电流共享原理图

多相控制信号分布

随着多相控制电源并列数的增加，相位控制信号的设计也变得很复杂。然而数字电路可以解决这个问题。采用DSP

模块，系统可以根据外部条件决定电源是两相、三相或者四相工作，因此设计难度并没有随着并列相数的增加而增加。

传统电源都是全部采用模拟电路来实现的，数字电路在电源中的大量应用是一个新的趋势，能实现更多的功能，满足系

统上更多的指令要求。

振荡器

为了给多相控制逻辑信号提供系统时钟，设计了振荡器模块。振荡器的频率决定了PWM 信号的频率。输出电压

的纹波可以随着PWM信号频率的提高而减小，但是开关频率的增加，会导致功率MOS管的开关损耗增加，因此时钟频

率需要能外加电阻进行选择。

图4(a)为振荡器的电路原理图。通过反馈，恒电流源可以对内部电容进行充放电，电容的高低电平由基准电压源

和分压电阻决定。通过在FS 端外接一个电阻，可以调节时钟频率。电容电压时钟的模拟结果如图4(b)所示。

图4振荡器(a)原理图；(b)模拟结果

控制器的启动过程及其他功能

控制器中需要加入各种功能，以保护控制器本身和负载CPU ，如软启动过程、低压保护、过压保护、过流保护及输出电压定位功能等，这些功能可以在不增加电路设计复杂度的情况下用数模混合简单实现。

例如，软启动功能传统上是通过恒定电流源对外接电容充电实现的，其缺点是芯片多了一个PAD。在本文中，用一个简单的DAC 来代替，启动时间可以简单地通过编程进行调节。

多相控制器总体结构

多相DC-DC电源的总电路如图5 所示，虚线内部即是所设计的控制器，外部是附属元件和驱动器。当输入电压V(12V)和V(5V) 上升到高于阈值时，上电复位电路输出一个启动信号，整个系统开始工作。V 和输出电压CC in DACOUT

反馈信号的差值通过误差放大器放大。电流共享模块输出的是各相电流和平均电流的差，电流差转变为电压信号，并与前面的电压放大信号相加，与同锯齿波信号比较后，生成PWM信号，驱动功率MOS管。

图5多相控制器总体结构

为了驱动外部大的功率MOS管，PWM信号需要通过驱动器模块，放大驱动能力。另外为了保护控制器和微处理器，控制器还提供了过压保护、低压保护及过流保护，软启动模块。

实验结果

控制器已经采用1.2um BiCMOS工艺进行了流片，该芯片通过了实装测试和实验室的详细测试，测试条件基于图5。实装测试中，该电路已经应用于Pentium IV主板，经过几个月各种条件的测试，PC工作正常。

图6所示为多相控制器的启动过程，其中Vcore是输出电压，PGOOD是电源稳定工作的指示信号。图7(a)和(b)所示为两相电源的电流平衡能力。电流平衡能力是多相电源最重要的指标，在测试中，不

图6控制器的启动过程

平衡的条件是电感，因为在各种参数的不平衡中，电感不平衡对电流的影响是最显著的。图7(a) 表示没有电流共享时的电流平衡，两路PWM 信号的占空比相差8%；图7(b)是有电流共享的电流平衡，两路PWM 信号的占空比差减小到3%。从实验结果可以看到，多相控制器电流环路的参数选择是正确的，电流共享可以很好地保证相位电流的平衡。另外Vcore的波动电压测试结果也表示在图7中，只有150mV。

图7电流平衡(a)没有电流共享；(b)有电流共享

结论

本文提出了一种对新一代微处理器供电的多相电源控制器，并采用1.2um BiCMOS 工艺进行了流片。和传统的单相控制器比较，多相控制器电源可以提供更大的电流、更低电压和快速的负载瞬态响应。基于平均电流共享，各相电流可以很好地保持平衡。测试结果表明该控制器符合Intel对P4 CPU供电电源规定的VRM9.0标准。

有关多相DC-DC转换器的各种设计问题论坛回顾

随着个人电脑、笔记本电脑以及各种高端便携式设备正集成越来越多的多媒体功能，时钟频率达GHz级

的新一代处理器正被采用，而这些处理器比起前几代处理器需要更大的电流和更低的电压，同时出于环保、更长工作时间和节省能源方面的考虑，需要更高的功率转换效率，这都对电源设计师提出了挑战，而采用多相DC-DC转换器技术无疑提供了一个有效的解决方案。

在专题论坛中，本刊请到了安森美公司模拟集成电路产品部亚太区业务总监郑兆雄先生，凌特公司应用技术工程师刘松和Micrel公司主任应用工程师Sean Montgomery先生齐聚一堂与大家探讨有关多相DC/DC转换器的各种设计问题。

多相DC/DC转换器应用范围

选择多相转换器的主要原因之一是提高功率密度。增加相位有助于提高有效的开关频率，同时也允许使用更小的电感和电容。多相转换架构还有其它比如瞬态响应更快，输入电容的纹波电流更小等优势。因此在决定是否选用多相DC/DC转换器之前，应首先考虑具体应用是否需要大功率(>30W)？是否需要在低压下进行精确的瞬态调节(<1%)？

效率是否是关键参数？

一般来讲，在高电流的应用中，选择多相DC/DC转换器与普通转换器相比具有更高的性价比。郑兆雄先生举例说，在输出电流为60A的应用里，在单相DC/DC转换器(采用3个并联的低侧FET)中，MOSFET的导通损耗将高于3相DC/DC转换器，即使后者用了相同数量的低侧MOSFET。单相DC/DC转换器需要并联更多的低端MOSFET，来减少MOSFET的导通损耗。但在功率较低的应用中，因为控制器和MOSFET上升的成本抵销了无源器件(C和L)节省的成本，多相转换器就没有那么高的成本效益了。Montgomery先生同时指出，在低功率应用中，单相转换器存在功率耗散、瞬态调节性能以及可能产生的输入电源噪声等问题，也可以成为选择多相DC/DC转换器理由，而不仅仅从成本角度出发。

针对特定应用选择多相DC/DC转换器时需要重点考虑的因素

刘松先生从以下几个方面给出了思路：

(1) 合理的根据负载电流的大小确定所用的相位数目.

(2) 优化开关的工作频率和电源的整体效率.

(3) 系统的考虑电感的功率损耗和成本.

(4) 选取优良的控制IC,对于大于3相工作的大电流变换器控制IC,特别注意最小的导通时间指标.

(5) 优化PCB设计

(6) 测试时重点测试系统的瞬态响应,短路保护,空载和全载的效率及纹波.

郑兆雄先生特别指出需要关注均流问题，令每相电流不会过载。

散热设计的要求

任何DC/DC转换器都有散热设计方面的要求，对于多相DC/DC转换器可以从以下方面考虑散热设计。

1 通常板极的DC-DC转换器由于空间尺寸的要求而不加散热器,在自然通风冷却的条件下由PCB的铜皮来散热,因

此系统的散热设计要十分小心.

(1) 对于集成功率MOSFET和控制器的单芯片DC-DC转换器, 总体计算控制器的静态功耗,功率MOSFET驱动功

耗和导通及开关损耗,根据允许的结温,环境的温度及芯片和对应的PCB热阻来计算要求的PCB铜皮的面积.

(2) 对于分离的功率MOSFET和控制器,控制器的考虑控制器的静态功耗和功率MOSFET驱动功耗,仍然由允许的

结温,环境的温度及芯片和对应的PCB的热阻来计算要求的PCB铜皮的面积;而MOSFET则由导通及开关损耗,根据允许的结温,环境的温度及MOSFET和对应的PCB的阻来计算要求的PCB铜皮的面积.

2 通过实际的温度及效率的测试考良系统的散热,散热设计的再次优化包括:(1) 尽量增加PCB铜皮的面积,必要时用厚的铜皮或拉开PCB铜皮的绿油挂锡加强散热.

(2) 选取导通电阻小及结电容小的MOSFET.当然要在系统的成本和性能之间作出取舍.

(3) 优化驱动电路的设计,同时要考虑到EMI的性能.

(4) 适当的调整系统的工作频率.

(5) 对电源板在整个系统中的位置,合理布局PCB电源部分的关键元件,特别是功率MOSFET部分.

(6) 要特别注意气流的方向,并由此进行优化的系统结构设计,从而保证气流的通畅,提高系统的整体散热性能.

多相DC/DC转换器的发展趋势

对于多相DC/DC转换器技术的发展趋势，更高的集成度并非其唯一的发展方向。

刘松先生表示：“高的集成度必然会带来许多设计的问题,因此必须在系统的集成度,可靠性及成本间作出平

衡。”Montgomery先生也认为，这主要取决于集成的最终目的。比如在一些应用中，集成驱动器可以减少延迟并提高保护性能，但是集成的驱动器并不具备外部驱动器那样低的阻抗并且需要处理多层IC工艺，带来了额外的成本。这样虽然获得了保护性能、可重复性和更小的占板面积，但成本和热耗散问题也随之而来。Montgomery先生还表示，在一些更高功率的设计中，分离驱动器和控制器令工程师能灵活调整驱动器的速度和散热设计。郑兆雄先生也为，尽管一些芯片商正做着融合的努力，但是更多还是决于市场和应用的需求。

认取

多相PWM控制DC/DC变换器(图)

概述

近年来，随着一些高性能CPU的出现，如Pentium 4、Athlon等，需要输出电压更小，更大电流的DC/DC 变换器，对热性能、EMI及负载瞬变应答(Load Transient)的要求也不断提高。传统的单相DC/DC变换器日益显示出局限性。多相DC/DC变换器以其独特的性能，为高性能CPU电源的解决方案开辟的一条新路。

为什么要采用多相PWM控制

我们以2相PWM控制为例，介绍什么是多相PWM控制（图1）。相对于普通的单相PWM控制，多相PWM控制DC/DC变换器多增加了1个或多个变换器，而且每个变换器的相位相对有一定的间隔。如2相PWM控制的2个变换器ON/OFF相对间隔为180°（图2），3相PWM控制的3个变换器ON/OFF相对间隔为120°，依此类推。各个变换器交叉依次开或闭。

图1：2相PWM控制DC/DC变换器示意图

与传统的单相DC/DC变换器相比，多相PWM控制DC/DC变换器具有以下的几个优点：

（1） 多相PWM控制器将功率平均分配到各个变换通道中，避免开关管、整流管、输出电感等器件过

于疲劳，发热过于集中。

（2） 由于各个变换通道交叉开闭，电流相互叠加，大大减少了输入、输出电流纹波，减小了电磁干扰EMI。电流纹波的减少，使传统的昂贵的、不易安装的电解电容器可以采用小型的贴片陶瓷电容来代替。参看图2中输出电流纹波的示意图，2个通道的IL纹波电流相互叠加，结果使输出电容上承受的纹波电流减小。

图2:相PWM的控制脉冲及输出电流纹波

图3：单相PWM与2相PWM的输入电流对比

图4：单相PWM与2相PWM的效率曲线对比

图5：产生2相PWM控制脉冲

（3） 滤波电容、FET的On Loss、铜箔损耗与输入电流有效值Iin(rms)2成正比，多相PWM控制使输入电流有效值减小（见图3），可以证明Iin(rms)-2＜Iin(rms)-1，提高了效率。另外，这种电流平均分配于各通道中的结构，使大电流输出时效率曲线不下降，更适合于大电流输出（见图4）。

（4） 由于各相中承担的电流变小， 可以采用更为小型的输出电感， 因为电感有着阻碍电流变化的特性，输出电感的小型化使负载瞬变应答特性大大提高。而且从2次侧看来，开关频率相当于n×fsw（n 为相数、fsw为每一相的开关频率)，这也有助于高速负载瞬变应答。

如何构筑一个多相PWM控制型DC/DC变换器

我们已经在图1中给出了利用现成IC构筑一个多相PWM控制DC/DC变换器的示意图。IC的FB端子检测输出电压，它与一个电压基准成为IC内部误差放大器的输入，并与PWM比较器，驱动器DRIVER，MOSFET组成一个稳压控制闭环电路。我们可以通过改变IC的VID0～VID4端子的二进制编码(00000～11111)，来改变电压基准，从而改变输出电压。利用INTERSIL公司的2相控制IC HIP6302，电压的输出范围为1.100～1.850V。

另外保证多相PWM控制DC/DC变换器的各个变换通道的输出电流均衡，是能否实现其独特优点的关键。OFF期间继流电流通过同步整流管FET，产生一个电压降为Rds(on)×IL，IC的ISEN1端检测出的电流值为Rds(on)×IL1/Rsen，ISEN2端检测出的电流为Rds(on)×IL2/Rsen。IC的内部电路将两者进行平均，并与

其各自进行比较，假设通道一的电流在某一时刻比通道二的大，比较的差值信号通过一个比较器，使通道

一的脉冲宽度变小，反之使之变大。形成一个闭环控制，达到各个变换通道的输出电流均衡的效果。

根据上面所述我们在选用同步整流FET时，应当选用完全相同的Q12，Q22，以保证其Rds(on)相同，若

某一方的Rds(on)偏大，这个通道通过的电流将会较小，导致输出电流失衡。

图6：利用JK触发器产生2相PWM控制脉冲

下面再来研究一下如何利用一个普通的PWM控制IC， 产生交叉ON/OFF的2相PWM控制脉冲。所需器件有一

个JK触发器， 2个与非门，2个反向驱动器。接线图见图6。设控制IC的输出脉冲频率为fsw，将可以产生

2个频率为fsw/2， 相位相对间隔180°的2相PWM驱动信号。各处的脉冲波形见图5。这是产生2相PWM

控制信号的基本方法之一。

多相PWM控制IC的介绍

随着电源输出电压变小，输出电流容量增大，以及对其小型化、高功率密度、低EMI、快速负载瞬变

应答等要求的不断提高，电源设计者们不断地思考更加合适的电路解决方案，多相PWM控制就是其中之一。相应的各种控制IC也得到了开发和应用，除了上述的INTERSIL公司的HIP6302之外，LINEAR公司的LTC1628，ANALOG DEVICE公司的ADP3160也提供2相PWM控制。此外National Semiconductor公司的LM2639等可提供

4相PWM控制。

1.请教在针对特定应用选择多相DC/DC转换器的时候，应该重点考虑什么问题？

2.在什么情况下，采用多相DC/DC转换器具有高性价比？

谢谢

1.应该关注均流问题。电流均衡做得好，每相电流就不会过载。

2.在DC/DC输出转换器电流较高时采用多相DC/DC转换器具有高性价比，比如在输出电流为60A的应用中。在单相DC/DC转换器(采用3个并联的低侧FET)中，MOSFET的导通损耗将高于3相DC/DC转换器，即使后者用了相同数量的低侧MOSFET。单相DC/DC转换器需要并联更多的低端MOSFET，来减少MOSFET的导通损耗。因此，在高电流应用中，多相DC/DC转换器与普通转换器相比，具有更高的性价比。

1.应该考虑以下问题:

(1) 合理的根据负载电流的大小确定所用的相位数目.

(2) 优化开关的工作频率和电源的整体效率.

(3) 系统的考虑电感的功率损耗和成本.(4) 选取优良的控制IC,对于大于3相工作的大电流变换器控制IC,特点注意最小的导通时间指标.

(5) 优化PCB设计

(6) 测试时重点测试系统的瞬态响应,短路保护,空载和全载的效率及纹波.

2.从目前的实际应用来看,对于降压变换器,负载电流大于30A,一般就得考虑用多相DC-DC变换器,负载越大,所用的相位也就越多,当然设计也就越复杂.对于升压变换器,负载电流大于15A,一般也会考虑多相的DC-DC变换器.

1．选择多相转换器时应该考虑的关键因素

选择多相转换器的主要原因之一是提高功率密度。增加相位有助于提高有效的开关频率，同时也允许使用更小的电感和电容。多相转换架构还有其它一些优势，比如瞬态响应更快，由于输入电流脉冲重叠在一起，输入电容的纹波电流更小等(需要注意的是，如果占空比不等于50%，这种优势将不那么明显)。

因此，在选择多相转换器时，应该考虑这些应用：

1．是否需要大功率(> 30W)？

2．是否需要在低压下进行精确的瞬态调节(<1%)？

3．效率是否是关键参数？

第三点非常关键，因为还可以采用另一个成本更低的方案来实现快速瞬态响应，而同时输出电容值更小，那就是LDO和DC/DC转换器的混合体。这种转换器采用以非常高的效率转换电压的单相降压型调节器(如

MIC2169)，并采用高速、低泄漏调节器(如MIC5190)充当有源滤波器，以保持在瞬态调节之内。这种混合型转换器的效率接近多相转换器的效率，但将近低5％～10％。当功率超过30W时，由于热损耗的问题，混合型转换器就不再实用了。

2．多相转换器的性价比

正如在问题1的答复中提到的，在功率较高、Vin/Vout较大(例如12v/1.2v)的应用中，采用多相转换器很有必要。但在功率较低的应用中，多相转换器就没有那么高的成本效益了，因为控制器和MOSFET上升的成本抵销了无源器件(C和L)节省的成本。在低功率应用中，单相转换器存在功率耗散、瞬态调节性能以及可能产生的输入电源噪声等问题，这些才是选择多相的原因，而不是成本方面的考虑。